基于改进矢量控制的三相电压型整流器的系统分析和设计

1、基于改进矢量控制的三相电压型整流器的系统分析和设计浙江大学熊宇李君张仲超重庆大学于相旭摘要：文章首先对基于矢量控制的三相电压型P WM 整流器的控制系统进行了分析和设计，然后在此基础上提出1种新的改进系统动态响应的前馈控制方案，最后通过仿真验证了该控制方案的正确性。关键词：三相整流器功率因数校正矢量控制前馈A n a l y s i s a n dD e s i g n o f a T h r e e -p h a s eV o l t a ge S o u r c eR e c t i f i e r B a s e d o n a n I L p r o v e dV e c t o r

2、C o n t r o l S c h e L e X i o n g Y u L i J u n Z h a n g Z h o n g c h a o Y uX i a n gx u A b s t r a c t ：T h e c o n t r o l d e s i g n a n d s y s t e ma n a l y s i s o f t h r e e -p h a s e v o l t a ge s o u r c eP WMr e c t i f i e r b a s e d o n t h e c o n -c e p t i o n o f v e c t

3、o r c o n t r o l a r e f i r s t p r e s e n t e d ，t h e n a n o v e l f e e d f o r w a r d c o m p e n s a t i o n s c h e m ew h i c h c a n i m p r o v e t h e d y -n a m i c r e s p o n s e i s g i v e n . S i m u l a t i o n s v e r i f i e d t h e p r o po s e d s c h e m e . K e yw o r d s

4、 ：t h r e e -p h a s e r e c t i f i e r p o w e r -f a c t o r -c o r r e c t i o n v e c t o r c o n t r o l f e e d f o r w a r d 1引言 在三相电压型高功率因数P WM 整流器的控制策略中比较引人注目的有2种，即电压空间矢量调制（S V M ）和基于d -q 坐标系的矢量控制。前者的优点是直流侧电压利用率高，易于数字化实现，但其实质是以间接电流控制方式控制电流，因而难免动态响应不理想（它更适用于电压型逆变器）1。而后者尽管多用模拟器件实现，但它不仅具有一般直接

5、电流控制的动态响应快、稳态性能好、自身具有限流保护能力等优点，还具备如下优点：一是消除电流稳态跟踪误差，二是可以实现无功功率的解耦控制，故目前实用化的是矢量控制。基于矢量控制的三相电压型高功率因数整流器的控制系统设计较为复杂，目前尚无文章给出1种较明朗的设计方法。文章首先对基于d -q 坐标系的矢量控制方案进行分析，接着对基于该方案的控制系统给出1种清晰的分析和设计方法，然后在此基础上提出1种改进系统动态响应的前馈控制策略，最后通过仿真验证了文中所作分析及设计的正确性。2矢量控制的原理三相电压型P WM 整流器主电路见图1。分析时假设系统参数都对称、稳定。 L w-w -L i d i q -

6、L 00L V p dV p q+L 00L V d V q式中：L 、r 分别为交流侧输入电感及其等效输入电阻；w 为电网角频率；V d 、V q 为交流电源电压空间矢量在d 、q 轴上的分量；V p d 、V p q 为整流器交流侧输入电压空间矢量在d 、q 轴上的分量。由此可写如下微分方程V d E r i d +L i d +V p d -w L i q（1）V q E r i q +L i q +V p q+w L i d （2）由式（1）、式（2）可画出d 通道（q 通道可类似画出）电流环控制方块图如图3所示。当交流电源电压稳定时，V d 、V q 为恒定的直流量，因而对电流环而言

7、可视作恒值扰动。在变换器的P WM 调制中，设三相调制波的空间矢量在d 、q 轴上的分量为m d 、m q ，设输出电压为V o ，则有下式成立m d2E V p d m q 2E V p q 设三角载波幅值为E c，则可导出下式m d 2E2E cV o （3）m q2E 2E cV o （4）式中：i m d 、i m q 分别为d 、q 通道电流调节器的输 出。c；G f b （s）表示反馈系数；G c （s ）为电流调节器传递函数，w L i d 与w L i q为两电流环间耦合量，稳态时为直流量。在图3中，系统的动态特性决定于表征有功功率传送的d 通道5。电流调节器调节的是直流量，因

8、而具有恒值调节系统的优点，文章选用P I 调节器作为电流调节器。r fb （s ）给定系统参数为：输入相电压幅值为156V ，输入端电感L E 5m H ，电感电阻为0. 5A ，输出电容C E 1000F ，负载电阻R E 100A ，输出参考电压为400V 。则由波德图法设计的电流调节器为K P WM E200，G i （s ）E （1+s），取G f b（s ）E 10-4s +1，则可得电流环开环传递函数为41电气传动2002年第5=期G o i （s ）E （）s （5*10-3s +0. 5）（10-4s +1）由此可画出开环传递函数的波德图，见图4。由图4可见幅值裕量为24d B

9、 ，相位裕量为31，因而系统能够稳定。其闭环传递函数的波德图见图5 。t+i L o a d式中：i L o a d整流器直流侧负载电流。若系统无损耗，在单位功率因数条件下，可得以下功率平衡关系式3V r m s i r m s E V o i o （5）式中：V r m s 、i r m s分别为输入电网电压有效值、输入电流有效值；i o 为输出电流。考虑到三相静止坐标系到d -q 同步旋转坐标系的变换关系，有i dE m式中：i m 为输入电流幅值。则式（5）可改写为 r m s i d E V o i o（6）由于在整个闭环控制系统中，d 通道的电流参考信号是由电压调节器的输出给定。因此

10、有i d E i d r e f K c （7）式中：K c 电流闭环增益。若令i d E I d +i d v r m s E V r m s +v r m sv o E V o +v o i o E I o +i o i d r e f E I d r e f +i d r e f i l o a d E I l o a d +i l o a d运用小信号线性化方法并忽略高阶项，可得如下稳态方程和小信号方程 r m s I d r e f K c E V o I oI o E I L o a di o V o d r e f V o r m s-V o oC E d t E i o -i

11、lo a d根据上述方程，并利用电压调节器G v （s ），可得电压环的小信号控制方框图见图6，其中有关参数如下G V iV oG K V oZ L （s ）E s C G Z EV o由图6可得电压环的传递函数W c E v r e f E （）1+Z L K f bG k G V s +G Z （8）s则系统的开环放大倍数为K o pC V o根据文章给定的系统参数，电流闭环增益约为1，则G K E 0. 4776，z c E s，K f b取为1，G Z 51电气传动2002年第5=期E 0. 01，若取G V （s ）E 1+s，则整个系统闭环传递函数为 W c （s ）E （）0.

12、8s 2+383s +305. 6 由此可得整个闭环系统的波德图，见图7。由图7可见，电压环的闭环带宽为71H z ，远远低于电流环带宽。 （9 ）对式（9）进行小信号线性化并忽略高阶项可得如下小信号模型i Fc V 2r m s r m sc V r m s（10）于是前馈补偿器函数为F vF i i r e f E i v +i F带前馈控制的系统控制方框图如图8所示。在本系统中，K c 近似为1。在理想情况下，补偿器的输出与i d r e f 相等，此时电压调节器的输出近似为零。5新方案的仿真验证为了验证以上分析，本文利用给定的系统参数，采用仿真软件S a b e r 5. 1进行了仿真

13、。部分仿真结果见图9。 波形完全同相。图9b 为d 通道、q 通道电流波形，由图可见，三相电压型P WM 整流器刚启动时，三相电流未跟踪输入电压，i q 不为零，此时整流桥处于不可控整流状态。图9c 为未加前馈控制时在60m s 由空载到突加阶跃负载（50A ）时的V o 、i a 情形。图9d 为加入前馈控制后在60m s 由空载到突加阶跃负载（50A ）时V o 、i a 的情形。由图9c 、图9d 比较可知，加入前馈控制后V o 、i a 的动态响应明显加快，抗负载扰动的能力大大加强。图9e 为加入前馈控制前电网相电压幅值在80m s 由156V 变为220V 时V o 、i a的波形，

14、图9f 为加入前馈控制后电网相电压幅值在80m s 由156V 变为220V 时V o 、i a的波形，由图9e 、图9f 可见加入前馈控制后系统响应明显加快。6总结文章首先对基于矢量控制的三相电压型P WM 整流器系统进行了分析，然后运用“双环分离法”的思想和功率平衡的原理对电流内环和电压外环进行了设计，并在此基础上提出一种新的前馈控制策略。采用该控制策略不仅可以获得很好的稳态性能，还可以大大提高系统动态响应能力，最后通过仿真验证了所作的分析和设计。文章提出的含前馈控制的矢量控制方案以及相应的系统分析及设计方法，对于指导实际系统的设计均具有较高的参考价值。参考文献1于相旭.三相升压型功率因数

15、校正电路的建模与仿真. 重庆大学博士学位论文，20012许大中编著.交流电机调速理论. 浙江大学出版社，19913R u s o n g W u ，S h a s h i D e w a nB . A n a l y s i s o f a nA c t oD cV o l t a ge S o u r c e C o n v e r t e rU s i n g P WM w i t hP h a s e a n dA m pl i t u d eC o n -t r o l . I E E ET r a n s . o n I E ，1991，27（2）：3553644吴昕.开关电源功率因

16、数校正器的研究. 重庆大学硕士学位论文，19965熊宇. 三相电压型功率因数校正器的研究. 重庆大学硕士学位论文，20016H e n g c h u nM a o ，D u s h a nB o r o ye v i c h ，F r e dCL e e . N o v e l R e d u c e d -o r d e r S m a l l -s i g n a l M o d e l o f a T h r e e -p h a s e P WMR e c t i f i e r a n d I t s A p p l i c a t i o n i nC o n t r o l D

17、 e s i g n a n d S y s t e mA n a l ys i s . I E E ET r a n s . o nP E，1998，13（3）：511521! 2002-02-19（上接第5页）k H z 。这样P WM 波形中的高频成分将被滤去，将有效地减少原D r i v e -C a b l e -M o t o r 电路谐振现象，使有可能引起共振的高频成分无法到达电机。注意应用L C 滤波器时，变频器P WM 调制波的载波频率应大于5k H z ，以防L C 滤波器中的电流 对变频器产生误动作。2002-01-2571电气传动2002年第5" " " " " " " " " " " " " " " " " " " " " "