高频电路基础第3章高频功率放大器

1、第第 3 章章高频功率放大器高频功率放大器高频电路基础2022-2-11高频电路基础2概述l功率放大器的作用l发射、功率输出设备l功率放大器的分类l非开关工作状态：A类、B类、C类l开关工作状态：D类、E类、F类l功率放大器的要求l输出功率l电源效率l功率增益、阻抗匹配l谐波抑制度2022-2-11高频电路基础3C类谐振功率放大器原理电路晶体管：将激励信号转换为输出电流谐振回路：滤波作用；阻抗匹配作用激励信号：电压较大，使晶体管工作在非线性区CLRLviVBBVCCiC2022-2-11高频电路基础4工作状态icicvbettA类B类C类晶体管转移特性A类B类C类输入电压波形输出电流波形202

2、2-2-11高频电路基础5尖顶余弦脉冲电流ict0Icm2Im012( )cossincossincos( ), ( )(1cos )(1cos )2 sincoscossin ( ) (2)(1)(1cos )CncmniIn tnnnnn n 将iC傅立叶展开：其中coscos (coscos )(1cos )cmmmcmmiItIItIIcoscos1cosccmtiI2022-2-11高频电路基础6000.50.40.30.20.1306090120150180a0a1a2a312尖顶余弦脉冲分解系数导通角102022-2-11高频电路基础7能量关系和集电极效率10基波输出功率：直流输

3、入功率：集电极耗散功率：集电极效率： 111011111100121122ocmcmDCcmCCCDCoocmcmcmDCcmCCCCPIVPIVPPPPIVVPIVV其中 与电流导通角有关，导通角越小集电极效率越高。但是电流导通角越小输出功率也越小，所以一般导通角取6090度2022-2-11高频电路基础8C类谐振功放的工作状态分析l动态负载线l晶体管集电极电流ic与集电极电压vce共同确定的动态点的运动轨迹l由晶体管输出特性曲线和外电路方程共同确定l外电路是LC谐振回路，完全不同于电阻负载icvcevbe2vbe1vbe5vbe4vbe30l可以用逐点描绘法得到动态负载线，在不需要精确计算

4、的场合也常常用折线近似2022-2-11高频电路基础9l折线近似的动态负载线l晶体管特性近似为线性l外电路方程为l动态负载线coscosceCCc eCCcmbeBBiBBbmvVi rVVtvVvVVt ()()cmbebe onigvVicvce0Vbm/CCVtanbmmcmVgVIcmVcmVBBVbe(on)VbmVcm()()/BBbe onbmcmceCCcmbmcmVVVigvVVVV 2022-2-11高频电路基础10高频谐振功率放大器的工作状态 icvcevbmAvbmCvbmBVCC0vbettticvce过压状态临界状态欠压状态ABC2022-2-11高频电路基础11三

5、种工作状态的特点l由于输出端LC回路的滤波作用，输出电压始终为余弦波。l欠压状态晶体管始终工作在线性区，输出电流为尖顶余弦脉冲。l过压状态在输入电压峰值附近，晶体管进入饱和区，输出电流出现凹陷。l临界状态在输入电压峰值附近，晶体管到达饱和区边缘，输出电流基本是尖顶余弦脉冲。l在导通角小于90度的时候，无论在哪种状态，输出电压与输入电压的关系都不是线性关系。2022-2-11高频电路基础12放大特性 欠压区：输出基波电压和基波电流均随输入幅度增加而增加，输出功率也相应增加。但是由于导通角的变化，此增加是非线性的，导致输出功率的增加为非线性的。 过压区：由于晶体管饱和，输出电压趋于不变；由于出现凹

6、陷，输出基波电流也趋于不变，所以输出功率趋于不变。临界 过压欠压PoVcm1Icm1Vbm2022-2-11高频电路基础13icvceVCC0ttic00IcmVcmVcesVbmvbe0tVBB+Vbe(on)临界状态下的输出2022-2-11高频电路基础14临界状态下，集电极电压的峰值为所以，临界状态下集电极输出的基波功率为基波集电极电流峰值为谐振电阻为1cmcmCCCESVVVV11( )cmcmII 111111( )()22ocmcmcmCCCESPIVIVV 111( )cmCCCESecmcmVVVrII 2022-2-11高频电路基础159V,75750.5VCCeCESVrV

7、，例1已知晶体管谐振功放11111111190.58.5V75 1.3(rad)180sincos( )0.455(1cos )250mA( )( )1( )480mW2cmCCCEScmCCCEScmecmcmcmeocmcmVVVVVVVrIIIrPIV = 75即求临界状态的输出功率、谐振电压以及流过晶体管的最大集电极电流。解：2022-2-11高频电路基础16例2已知某晶体管参数如下：ICM=750mA，PCM=1W，VCES=1.5V，GP(功率增益)13dB。要求以此设计一个C类功放，输出功率Po1=2W，电源电压VCC=24V。解：24 1.522.5VcmCCCESVVV221

8、22.512722 2cmeoVrP122.5178mA127cmcmevIr若选 =70，则0=0.253，1=0.4362022-2-11高频电路基础1711178mA408mA750mA0.436cmcmII00408 0.253103mAccmII（晶体管安全范围）024 1032.47WDCCCcPVI12.4720.47W1WCDCoPPP（晶体管安全范围）1281%2.47oDCPP1120.1Wlg (1.3)lg ()10oiPPPG2022-2-11高频电路基础18 保持输入 vbm不变, 保持电源电压VCC不变 通过改变 re ，研究C类功放的输出随负载阻抗改变的规律负载

9、变化对于C类功放的影响icvce0VbmVCCre 小re 大2022-2-11高频电路基础19 负载阻抗变小，工作状态向欠压状态移动； 负载阻抗变大，工作状态向过压状态移动 在欠压状态，基波电流变化缓慢，近似恒流源； 在过压状态，基波电压变化缓慢，近似恒压源 在临界状态，具有最高的输出功率 在靠近临界的弱过压状态，具有最高的集电极效率临界 过压欠压reVcm1Icm1Po2022-2-11高频电路基础20调制特性1、集电极调制通过改变集电极直流电压，使得放大器的输出发生改变，称为集电极调制。icvce0VbmVCC1VCC2VCC3Vcm2Vcm1Vcm3Icm1Icm3Icm22022-2

10、-11高频电路基础21集电极调制特性集电极电压VCC 增大，工作状态趋于欠压区；VCC 减小，工作状态趋于过压区欠压区欠压区：由于晶体管的恒流特性，导致输出电压和输出电流均基本不变，输出功率亦基本不变过压区：过压区：晶体管进入饱和区，输出电压、输出电流以及输出功率受VCC 控制（调制）Vc1MIc1M临界过压欠压POVCC2022-2-11高频电路基础222、基极调制通过改变基极直流偏置电压，使得放大器的输出发生改变，称为基极调制。icvce0Vbm2VCCABCVbm1Vbm3tvbe0VBB1VBB2VBB32022-2-11高频电路基础23基极调制特性VBBIc1M临界过压欠压POVc1

11、M基极偏置电压VBB偏正（对于NPN晶体管而言），工作状态趋于过压区；反之，VBB偏负，工作状态趋于欠压区过压区：过压区：由于放大器的恒压特性，导致输出电压和输出电流均基本不变，输出功率亦基本不变欠压区：欠压区：晶体管进入线性区，输出电压、输出电流以及输出功率受VBB 控制（调制）2022-2-11高频电路基础24两种调制特性的比较l相同点：l均可以实现控制输出功率的目的l不同点：l工作状态不同：基极调制工作在欠压状态，集电极调制工作在过压状态l调制（控制）功率：基极调制需要的调制功率小，集电极调制需要的调制功率大l效率：集电极调制的电源利用系数大致恒定，所以效率较高，基极调制的电源利用系数变

12、化，所以平均效率下降l线性：集电极调制的线性较好2022-2-11高频电路基础25三个特性的总结与应用l综合效率、输出功率等因素，C类谐振放大器一般设计在临界状态工作。l常用负载特性来判断放大器的工作状态：在欠压状态，输出功率随 re 加大而加大，集电极电流随 re 加大而减小（但不明显）。在过压状态，输出功率随 re 加大而减小，集电极电流随 re 加大而明显减小。l在需要改变输出功率的场合，可以利用功放的调制特性，常用集电极调制。2022-2-11高频电路基础26例3对一个C类谐振功放进行测量时，由于发现输出功率偏小，遂对它进行调整。调整中出现下列现象：减小负载电阻的阻值时，集电极电流迅速

13、增加，输出功率随之增加；而加大负载电阻则情况相反。由于实际负载阻抗不可改变，所以要求调整电路其他参数以达到增加输出功率目的。试分析出现上述现象的可能原因，并提出改进意见。解：根据C类功放的负载特性，可知原电路工作在过压区。可能原因有：输出未匹配（负载电阻偏大）、电源电压偏低、基极偏置电压偏正（NPN晶体管）。由于改变基极偏置电压对于输出功率的影响不大，所以有以下两种调整方法：1、加大电源电压；2、通过改变输出阻抗匹配网络，减小集电极等效负载电阻。2022-2-11高频电路基础27C类功率放大器的实际电路 输出级激励级匹配网络匹配网络匹配网络负载 输出级晶体管工作在额定输出功率状态 匹配网络在要

14、求的频率完成阻抗匹配功能 激励级提供足够的激励功率 另外还有电源供电网络、退耦与屏蔽等辅助部分2022-2-11高频电路基础28l晶体管的选择l工作频率、安全性l直流馈电与偏置电路l解决晶体管的直流供电问题l选频与阻抗匹配电路l选频l解决晶体管与负载的阻抗匹配2022-2-11高频电路基础29晶体管高频效应对于高频功放的影响l当信号频率大于 0.5fb 左右以后，输出功率下降、效率降低、功率增益下降、输入与输出阻抗变化l原因：晶体管高频效应的影响l少数载流子渡越时间的影响l饱和压降的影响l引线电感的影响2022-2-11高频电路基础30少数载流子渡越时间的影响l渡越时间：少数载流子从基极扩散到

15、集电极的时间l信号频率升高，渡越时间不可忽略，电流电压波形不一致l导通角加大，效率下降，输出功率下降vbevbevbeieicibieicib低频时的电压电流波形高频时的电压电流波形2022-2-11高频电路基础31饱和压降的影响l饱和压降由结电压和体电阻两部分构成l由于趋肤效应，高频时集电极电流分布不均匀，造成体电阻增加l集电极损耗加大，输出功率下降2022-2-11高频电路基础32引线电感的影响l在频率足够高时，引线电感的感抗不可忽略。此电感和结电容、分布电容共同构成晶体管输入阻抗和输出阻抗中的电抗分量l发射极引线电感还构成串联负反馈2022-2-11高频电路基础33谐振功放的直流馈电电路

16、集电极馈电电路串联馈电谐振回路接电源并联馈电谐振回路接地VCCVCC2022-2-11高频电路基础34VBBVBB基极馈电电路串联馈电并联馈电2022-2-11高频电路基础35ibibib自生负偏压能够自动维持放大器工作点的稳定2022-2-11高频电路基础36实际高频谐振放大器举例C1C5C4C3C217pF45pF16pF10pF0.01F16nHL1L4L3L297nH280nH280nH5050VCC = 28Vf0 = 150MHz, Po1 = 15W, Gp = 9dB2022-2-11高频电路基础37R1R3R2RFCRFCVCC5050C1C2C4C3L1L2D2SC2510

17、28MHz的晶体管C类功率放大器电路。选用的晶体管为2SC2510，输出功率150W。 2022-2-11高频电路基础38VDDR1R3R25050R4场效应管30MHz功率放大器 2022-2-11高频电路基础39高频谐振放大器的设计过程1.根据放大器要求的工作频率、输出功率以及总增益，选择合适的电路结构（包括放大器级数）以及各级晶体管，给每级放大器制定合适的增益指标2.根据输出功率要求、晶体管参数以及导通角要求等参数，确定电源电压，为每级晶体管设计合适的馈电网络3.根据负载阻抗、信号源阻抗以及各级晶体管的输入输出阻抗，确定各级阻抗匹配网络的阻抗变换关系4.根据放大器要求的带宽指标以及可能的

18、带外衰减指标，确定各级阻抗匹配网络的Q值5.根据3、4两点设计各级阻抗匹配网络，设计时需注意元件的耐压以及能够承受的电流2022-2-11高频电路基础40C类放大器设计的例子要求设计一个高频C类功放，工作频率为27MHz，输出功率为47dBm (50W)，输入功率不大于26dBm (400mW)，输入阻抗和负载阻抗均为50 。设计过程：1、选择电路结构与晶体管：总增益21dB，需要两级晶体管放大末级晶体管：RD70HHF1，Gp=13dB，Po=70W激励级晶体管：RD16HHF1， Gp=16dB，Po=16W 阻抗匹配网络的插入损耗：8dB2022-2-11高频电路基础41输出阻抗匹配网络

19、设计：RD70HHF1： Zo = 0.77-j0.22 Po = 70W， f0 = 27MHz系统要求的负载阻抗：ZL=50C1C2L2L1500.77+j0.2211188.4nH, 354pF, 3LCQ22212.6nH, 3.72nF, 2.34LCQ电感：均采用直径3mm的表面镀银铜管绕制 电容：选用多个云母电容并联，C1还并联有6/50pF可调电容2022-2-11高频电路基础42激励级与输出级之间的阻抗匹配网络设计：激励级晶体管RD16HHF1：Zo=2.99-j3.66 f0=27MHz输出级晶体管的输入阻抗：Zi=5.28-j20.08 f0=27MHz C3C4L35.

20、28-j20.082.99+j3.66334221nH, 132pF, 43pFLCC电感：采用直径1mm的漆包铜线绕制 电容：C3两个68pF云母电容并联C4 采用33pF云母电容并联5/20pF可调电容2022-2-11高频电路基础43输入级阻抗匹配网络设计：激励级晶体管RD16HHF1：Zi=20.02-j89.42 f0=27MHz系统要求的输入阻抗：Zi=50电感：采用直径1mm的漆包铜线绕制 电容：选用 8.2pF+3/10pF 和 22pF 云母电容C6C5L420.02-j89.4250456470nH, 13pF, 22pFLCC2022-2-11高频电路基础44C1L2L1

21、C2VDDVDDVDDVDDRFCRFCRFCRFCC4C3C6C5L3L4实际电路（并联的电容均画成一个）电源电压12.513V，并联馈电，偏置调整到输出功率达标2022-2-11高频电路基础45核实工作点与输出功率、效率等参数：末级功率晶体管为RD70HHF1，其输出阻抗在满功率输出时约为0.77-j0.22欧姆。电源电压13V。Vom大约为12V。Po=50W。实测：在输出功率达到50W时，电源效率大约在60左右 基波电流为122508.3A12oomomPIV阻抗匹配时，漏极峰值电流为1215.6A0.77omomoVIr110108.3( )0.531.9rad10815.6(1.9

22、)0.3811 12 0.5364%22 13 0.38omomomCCIIVV 2022-2-11高频电路基础46D类功率放大器l工作原理：l激励信号采用方波（或准方波）l晶体管工作在开关状态l利用谐振回路从输出信号中取出正弦信号l电路特点：l由于晶体管工作在开关状态，使得电源利用效率大大提高2022-2-11高频电路基础47电流开关型D类放大器在方波电压激励下，Q1Q2轮流导通，输出电流交替反相激励LC并联谐振回路，在谐振回路的选频作用下输出正弦信号等效原理图VDDiD1iD2Q1Q2CLIDC2022-2-11高频电路基础48考虑晶体管的饱和压降，可以等效为晶体管具有等效内阻rQ，此时晶

23、体管的损耗功率为 2QDDQPIr2oDCQDDDDDDQPPPVIIr输出功率为不考虑晶体管压降的输出功率晶体管压降造成的输出功率下降因子1DD QoDCDDIrPPV 效率为直流输入功率DCDDDDPVI2022-2-11高频电路基础49pDDVV设LC谐振回路两端高频电压峰值为Vp，则谐振线圈中点的电压峰值为其一半，在忽略晶体管压降的条件下为Vp/2。因为谐振线圈中点的谐振线圈中点电压波形VDDVp /2电压平均值就是直流电压VDD，所以，根据正弦信号峰值与平均值的关系，有DCDDDDPVI所以有以下关系（其中RL是在谐振回路两端的等效负载电阻）：电源电压、负载电阻和输出功率的关系22L

24、opDDLoDDR PVVR PV或2022-2-11高频电路基础50考虑晶体管的等效内阻rQ后，有22()2DDoLVPR此时有()pDDDD QVVIr()2pDDDD QLoVVIrR P22(1)LoLoDDDD QDDR PR PVIrV由此得到2022-2-11高频电路基础51电压开关型D类放大器ioVDD在方波电压激励下，Q1Q2轮流导通，等效于一个方波电压源激励LC串联谐振回路，在谐振回路的选频作用下输出正弦信号等效原理图VDDQ1Q2CLio2022-2-11高频电路基础52晶体管集电极输出的电压为方波，在不考虑晶体管压降条件下，方波的振幅为VDD/2。此方波中的基频分量就是

25、经过LC回路选频的输出信号。对集电极输出的电压进行傅立叶展开，输出电压振幅为022sin() ()2DDomDDVVt dtV负载上得到的基频分量输出功率为222220.22omDDDDoLLLVVVPRRR2022-2-11高频电路基础53考虑晶体管的饱和压降等效为晶体管具有等效内阻rQ，此时输出电压方波峰值为 2DDLQLVRrR2LomDDQLRVVrR基频分量输出功率为基频分量峰值为222220.20.2()()LDDLoDDQLLQLRVRPVrRRrR不考虑晶体管压降的输出功率晶体管压降造成的输出功率下降因子2022-2-11高频电路基础54D类放大器的特点l输出信号幅度与输入信号

26、幅度没有线性关系，不能放大幅度有变化的调幅信号l在理想情况下，晶体管在开关状态下不消耗直流功率，LC回路也不消耗功率，所以D类放大器的理论电源效率为100%。实际D类放大器的电源效率大致为70%90%l造成效率下降的原因：一、晶体管的损耗；二、变压器或阻抗匹配网络的插入损耗2022-2-11高频电路基础55D类放大器中的损耗l晶体管极间电容影响晶体管导通-截止转换过程，工作频率越高损耗越大。电压开关型比电流开关型略优。tvdsvgsl阻抗匹配网络的损耗，受磁芯材料的限制，工作频率不能太高；受体积的限制，工作频率不能太低2022-2-11高频电路基础56实际D类放大器设计举例设计一个D类功率放大

27、器电路，要求如下：工作频率f0=1MHz，在20负载上的输出功率为100W 1002044.7VoV 1002.24A20oI 1、负载上的电压与电流计算2、若采用电压开关型D类放大器，并假设晶体管的内阻为0.4，则电源电压为2.22101V2QLQLDDooLLrRrRVVVRR2022-2-11高频电路基础57考虑阻抗匹配网络的损耗，可选VDD=110V。3、计算电流0.20.450.451AoDDDDoQLLVVIIrRR4、选择晶体管：漏-源耐压不小于150V，最大漏极电流不小于2A，实际用IRF710，参数为漏-源耐压400V，最大漏极电流2A，内阻0.36，输入电容170pF，输出

28、电容34pF 5、设计输出阻抗匹配网络：采用低通T形网络，对称结构，L1=L2=7.96mH，C=6.12nF 2022-2-11高频电路基础58VDDL1L2CRLviR1R2C1实际电路：2022-2-11高频电路基础59传输线变压器与功率合成一种在日常生活中可能见到的传输线变压器2022-2-11高频电路基础600LZC传输线的特点l分布式电容电感l特性阻抗： L：单位长度的电感，C：单位长度的电容l若终端阻抗匹配，则传输线将全部功率传输到终端，与频率无关，所以理想传输线带宽无限l实际传输线有损耗，但在满足传输线长度小于波长的八分之一时，可以近似认为与频率无关2022-2-11高频电路基

29、础61变压器的特点l紧耦合，能量几乎全部传递l阻抗变换方便l由于初级自感有限，下限传输频率受限制l由于分布电容的影响，上限传输频率受限制l综合频率特性：只能在某个特定频段上传递能量2022-2-11高频电路基础62传输线变压器l两根很短的导线并行绕在同一个磁芯上，既是传输线（短传输线），又是变压器（紧耦合）l带宽极大增加l由于两根短传输线中电流幅度相等、方向相反，所以总磁通量为零，磁芯不易饱和l体积小、传输功率大1243v12v34v13v24i1i3i2i42022-2-11高频电路基础631. 因为12、34是两根短传输线，所以两端电压相等，即v13=v24。2. 因为12、34构成紧耦合

30、变压器，所以两绕组的端电压相等，即v12=v34。3. 因为12、34是两根短传输线，所以流过的电流大小相等，振幅不变，方向相反。即i1=i2=i3=i4。1243v12v34v13v24i1i3i2i4传输线变压器的特点与分析要点2022-2-11高频电路基础64241343212443121212/224iiLiiLiLLiLvvvvvvvvvviiiiivvRRii由传输线变压器原理，又有，所以，由传输线变压器原理，又有阻抗变换作用RRL1432i1i22022-2-11高频电路基础65反相变换vi1432RLvivo平衡-非平衡变换2022-2-11高频电路基础66阻抗匹配条件vs14

31、32r13r24i1i2v13v24132420()cos()sincossinj lj lvV eV eVVlj VVlvlji Zlbbbbbb100024201()()()cossincossinj lj lVVVViV eV eljlZZZviljlZbbbbbb1 1313242 24svi rvvi r0-l2022-2-11高频电路基础67213 241324001()cos()sinsivr rrrljZlZbb2224224222213 24132400() cos() sinsov rPirr rrrlZlZbb由上页公式消去v13，v24 和 i1 等，得到：13 240

32、00()0r rdZdZZ01324Zrr为了讨论传输线的阻抗匹配，求输出功率的极值。令得到匹配条件：2022-2-11高频电路基础68传输线变压器的插入损耗rsvsrL1432i1+i2i1i213242024120cossincossinvvlji ZlviiljlZbbbb121313242()ssLvii rvvvi r 0-l由这些条件可以得到输出功率的表达式2022-2-11高频电路基础69222222200(1cos)cos2 (1cos)() sinLoLss LLslrPirvr rrlrlZlZbbbb2(max)4sSSvPr4LSrr2220(max)0244(13co

33、s)() sin(dB)10lg10lg16(1cos)SSSorZllPZrILPlbbb信号源的额定输出功率（包含源与负载的阻抗匹配条件）：据此可得传输线变压器的插入损耗：传输线变压器的输出功率：2022-2-11高频电路基础70传输线变压器的插入损耗1、与传输线的特性阻抗有关，匹配值为2、与传输线的长度有关，一般要求小于00.050.10.1501230.2IL(dB)Z=Z0Z=2Z0 or 0.5Z0Z=1.5Z0 or (2/3)Z0Z=2.5Z0 or (2/5)Z0Z=3Z0 or (1/3)Z0/l0S LZr r/82022-2-11高频电路基础71功率合成技术信号源功率分

34、配功率合成功率放大放大器魔T2022-2-11高频电路基础72传输线变压器的功率混合（分配）电路魔 T 电路阻抗关系:000, /2, 2ABCDRRZRZRZRARDRBRCvAvBiAiBiCiDiivBvA1423ADBC4:1传输线变压器1,()2CABDABiiiiii电流关系:2022-2-11高频电路基础73反相功率合成vA与vB输出功率相等，RARLRBRCvAvBiAiBiCiLii1,0,()2ABCABLABABiiiiiiiiii合成的功率信号对地浮空2ABAALABABLLAvvvviiiRRRRR负载电流负载得到的功率为222244AABLLLLABvvvPi RR

35、RR两个信号源额定输出功率之和2022-2-11高频电路基础74ABC同相功率合成RARDRBRLvAvBiAiBiLiDvA与vB输出功率相等， ，注意 iB 的方向与反相合成时的相反 ABii12 ,()02LCABADABiiiiiiii负载得到的功率为两个信号源额定输出功率之和22222422ALLLAAAAABBRPi Rii Ri Ri R1 23 4信号源额定输出功率为 与 2AAi R2BBi R2022-2-11高频电路基础75RARDRBRCvAvBiAiBiCiDiivBvA1423ADBC魔T的隔离作用1324132413241342,222DDDDDDACCCCDDBCCCCi Rvvi Rvvvvi