直流脉宽调制技术课件

1、1第第6 6章章 PWMPWM控制技术控制技术6.1 PWM的基本原理6.2 PWM逆变电路及其控制方法6.3 PWM跟踪控制技术6.4 PWM整流电路及其控制方法 本章小结2第第6 6章章 PWMPWM控制技术控制技术PWM控制对脉冲的宽度进行调制的技术通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值）直流斩波电路斩控式交流调压电路矩阵式变频电路36.1 PWM6.1 PWM控制的基本原理控制的基本原理采样控制理论中一个重要结论冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同冲量 窄脉冲的面积效果基本相同 环节的输出响应波形基本相同u如果把各输出波形用傅

2、里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异4l 图a为方波窄脉冲、图b为三角波窄脉冲、图c为正弦半波窄脉冲，它们的面积都等于1，当它们分别加在具有惯性的同一环节上时，其输出响应基本相同l当窄脉冲变为图6-1d的单位冲击函数（t）时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数f (t)d (t)tOa)b)c)d)tOf (t)tOf (t)tOf (t)图6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲5i (t )u (t)i(t)t0a)b)图6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形u u(t)为电压窄脉冲，为电路的输入，电流i(t)为电路的输出， i(t)的上升阶段，脉冲形状不同， i(t)得形状

3、也略有不同，但其下降段则几乎完全相同，脉冲越窄，各i(t)波形的差异也越小6i (t )u (t)i(t)t0a)b)图6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形u如周期性地施加上述脉冲，则响应i(t)也是周期性的u 用傅里叶级数分解后，各i(t)在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同u 上述原理为面积等效原理面积等效原理，是PWM控制技术的重要理论基础7Ou tu将图6-3a的正弦波分成N个比此相连的脉冲序列所组成的波形，这些脉冲宽度相等，为/N，但幅值不等，各脉冲幅值按正弦规律变化Ou taOutb图6-3 用PWM波代替正弦半波u如将脉冲序列用相同数量的等幅不等宽的矩形脉冲代替，使矩形

4、脉冲的重点和相应的正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积相等，得图6-3b脉冲序列，即PWM波形8脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形SPWM波形SPWM波形等幅PWM（直流电源产生）不等幅PWM（交流电源产生） 直流斩波电路得到的PWM波是等效直流波形，SPWM波得到的是等效正弦波9第第6 6章章 PWMPWM控制技术控制技术6.1 PWM的基本原理6.2 PWM逆变电路及其控制方法6.3 PWM跟踪控制技术6.4 PWM整流电路及其控制方法 本章小结106.2 PWM6.2 PWM逆变电路及其控制方法逆变电路及其控制方法6.2.1 计算法和调制法6.2.2

5、异步调制和同步调制6.2.3 规则采样法6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数6.2.6 PWM逆变电路多重化116.2.1 6.2.1 计算法和调制法计算法和调制法计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形调制法把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波得调制得到所期望的PWM波形12等腰三角波或锯齿波等腰三角波上任一点的水平宽度和高度成线性关系，且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如在交点时刻对电路中开关器件的通断进行控

6、制，就可得到宽度正比于信号波幅值的脉冲调制法把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波得调制得到所期望的PWM波形13图6-4 单相桥式PWM逆变电路l V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补l uo正半周时，V1导通，V2关断，V3和V4交替通断l 负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负阻感负载阻感负载14图6-4 单相桥式PWM逆变电路阻感负载阻感负载l 负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo等于Udl V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0l 负载电流为负的区间， V1和V4仍导通，io为负，实际上io从VD1和VD4

7、流过，仍有uo=Ud15图6-4 单相桥式PWM逆变电路阻感负载阻感负载l V4关断，V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0l uo总可得到Ud和零两种电平l uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平16图6-5urucuOtOtuouofuoUd-Ud图6-5 单极性PWM控制方式波形t 调制信号ur为正弦波，载波uc在ur的正半周为正极性的三角波，在负半周为负正极性的三角波t 在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断t ur正半周，V1保持通，V2保持断 当uruc时使V4通，V3断，uo=Ud当uruc时使V4断，V3通，uo=0 表示u

8、o的基波分量单极性单极性PWM控制方式控制方式（单相桥逆变）（单相桥逆变）17图6-5urucuOtOtuouofuoUd-Ud图6-5 单极性PWM控制方式波形表示uo的基波分量单极性单极性PWM控制方式控制方式（单相桥逆变）（单相桥逆变）t Ur负半周，V1保持断，V2保持通 当uruc时使V3断，V4通， uo=0单极性单极性PWM控制方式控制方式Ur半个周期内三角波载波只在正极性或负极性一种极性范围内变化，所得PWM波形的控制方法18图6-6urucuOtOtuouofuoUd- Ud图6-5 双极性PWM控制方式波形双极性双极性PWM控制方式控制方式（单相桥逆变）（单相桥逆变）双极性

9、双极性PWM控制方式控制方式在ur的的半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负19图6-6urucuOtOtuouofuoUd- Ud图6-5 双极性PWM控制方式波形双极性双极性PWM控制方式控制方式（单相桥逆变）（单相桥逆变）l 在ur的一个周期内，输出的PWM波只有Ud两种电平l 同样在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制哥开关器件的通断l ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同20图6-6urucuOtOtuouofuoUd- Ud图6-5 双极性PWM控制方式波形双极性双极性PWM控制方式控制方式（单相桥逆变）（单相桥逆变）l 当ur uc时，给V1和V4导通信号

10、，给V2和V3关断信号 如io0，则V1和V4通， 如io0，VD1和VD4通， 不管哪种情况uo=Udl当uruc时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号 如io0，VD2和VD3通， 不管哪种情况uo=-Ud21图6-7 三相桥式PWM型逆变电路 双极性双极性PWMPWM控制方式控制方式（三相桥逆变）（三相桥逆变）lU、V和W三相的PWM控制通常公用三角波载波uc，三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120lU、V和W各相功率开关器件的控制规律相同22图6-7 三相桥式PWM型逆变电路 双极性双极性PWMPWM控制方式控制方式（三相桥逆变）（三相桥逆变）l 当urUuc时，给

11、V1导通信号，给V4关断信号，则uUN=Ud/2l 当urUuc时，给V4导通信号，给V1关断信号，则uUN=-Ud/2l 当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是二极管VD1(VD4)续流导通23图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形 l uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2两种电平l 线电压波形uUV的波形可由uUN-uVN得出当1和6通时，uUV=Ud当3和4通时，uUV=Ud当1和3或4和6通时，uUV=024图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形 l 逆变器输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成l 负载向电压uUN可由下式求得l 负载相电压PWM波由(2

12、/3)Ud、(1/3)Ud和0共5种电平组成3WNVNUNUNUNuuuuu25同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，在上下两臂切换时留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间死区时间的长短主要由功率开关器件的关断时间决定死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波26图6-9OtuoUd-Ud2a1a2a3图6-9 特定谐波消去法的输出PWM波形特定谐波消去法特定谐波消去法 在输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和），共6个开关时刻可控首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即)()(tutu(6-1)27)()(tutu, 5 , 3 , 1sin

13、)(nntnatu20dsin)(4ttntuan其次，为消除谐波中余弦项，应使波形在正半周期内前后1/4周期以/2为轴线对称，即 同时满足式（6-1）、（6-2）的波形称为四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为 式中，an为(6-2)(6-3)28图6-9中，能独立控制的只有a1、a 2和a 3共3个时刻。该波形的an为 式中n=1,3,5,确定a a1 1的值，再令两个不同的an=0，就可建三个方程，联立可求得a1、a2和a3，这样可消去两种特定频率的谐波)cos2cos2cos21(2d)sin2(dsin2d)sin2(dsin2432120332211nnnnUttnUttnUtt

14、nUttnUadddddn(6-4)29在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程 给定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1改变时，a1、a2和a3也相应改变0)7cos27cos27cos21(720)5cos25cos25cos21(52)cos2cos2cos21(2321d7321d5321d1UaUaUa(6-5)306.2 PWM6.2 PWM逆变电路及其控制方法逆变电路及其控制方法6.2.1 计算法和调治法6.2.2 异步调制和同步调制6.2.3 规则采样法6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析6.2.5 提高直流电压利用率和

15、减少开关次数6.2.6 PWM逆变电路多重化316.2.2 6.2.2 异步调制和同步调制异步调制和同步调制载波比载波频率f fc c与调制信号频率fr之比，NN= = fc / fr载波和信号波是否同步及载波比的变化情况异步调制PWM调制方式分为同步调制321. 异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称当信号频率较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，PWM波形接近正弦波当信号频率增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，使得输

16、出PWM波和正弦波差异变大332. 同步调制载波比N等于常数，在变频时使载波与信号波保持同步的调制方式，在基本同步调制方式中，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数是固定，脉冲相位也是固定的三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出波形严格对称为使一相的PWM波正负半周镜对称， N应取奇数34图6-10ucurUurVurWuuUNuVNOttttOOOuWN2Ud2Ud图6-10 同步调制三相PWM波形l当逆变电路输出频率很低时，fc也很低， fc过低时由调制带来的谐波不易滤除l当逆变电路输出频率很高时，同步调制时的载波频率fc会过高，使开关器件难以承受35分段同步调制

17、分段同步调制把逆变电路的输出频率范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段的N不同在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高，限制功率开关器件允许的范围在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低而对负载产生不利影响3600.40.81.21.62.02.410203040506070802011479969453321图6-11fr /Hzfc /kHz图图6-11 6-11 分段同步调制方式举例分段同步调制方式举例l为防止载波频率在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法l在不同的频率段内，载波频率的变化范围基本一致，fc大约在1.42.0KHz之间376.2 PWM6.2

18、PWM逆变电路及其控制方法逆变电路及其控制方法6.2.1 计算法和调治法6.2.2 异步调制和同步调制6.2.3 规则采样法6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数6.2.6 PWM逆变电路多重化386.2.3 6.2.3 规则采样法规则采样法自然采样法按照SPWM控制的基本原理，在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率开关的通断，这种生成SPWM波形的方法规则采样法工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量比自然采样法小得多39图6-12ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d图6-12 规则采样法 l 取三角波两个正峰值之间为一个采

19、样周期Tcl 使脉冲中点 和三角波一周期的中点（即负峰点）重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化40图6-12ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d图6-12 规则采样法 l 在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波采样得D点，过D点作一水平直线和三角波分别交于A、B点，在A点时刻t tA A和B点时刻tB控制功率开关器件的通断l 这种规则采样法得到的脉冲宽度和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近41设正弦调制信号波为式中， a称为调制度，0a1； r为信号波角频率，从图6-12中得以下关系式 因此可得三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度为taursinr2

20、/22/sin1cDrTtad)sin1 (2DrctaTd(6-6)sin1 (421DrcctaTTdd(6-7)42 三相桥逆变电路应形成三相SPWM波形，三相的三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120 设同一三角波周期内三相的脉宽分别为dU、dV和dW，脉冲两边的间隙宽度分别为dU、dV和dW，同一时刻三相调制波电压之和为零，由式(6-6)得 由式(6-7)得 利用以上两式可简化三相SPWM波的计算23cWVUTddd43c W V UTddd(6-8)(6-9)436.2 PWM6.2 PWM逆变电路及其控制方法逆变电路及其控制方法6.2.1 计算法和调治法6.2.2 异步调制

21、和同步调制6.2.3 规则采样法6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数6.2.6 PWM逆变电路多重化446. 2.4 PWM6. 2.4 PWM逆变电路的谐波分析逆变电路的谐波分析PWM逆变电路使输出电压输出电流接近正弦波使用载波对正弦信号波调制，也产生和载波有关的谐波分量谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一同步调制可看成异步调制的特殊情况451002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-谐波振幅图6-13角频率 (nc +kr )0.20.40.60.81.01.21.4kna=1.0a=0.8a=0.5a=0图6-13

22、 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图w包含的谐波角频率为式中n=1,3,5,时，k=0,2,4, n=2,4,6,时，k=1,3,5, w PWM波中不含低次谐波，只含c及其附近的谐波以及 2c、3c等及其附近的谐波rckn(6-10)46100 2+-1234+-0 2+-4+-0 1+-3+-5+-谐波振幅图6-140.20.40.60.81.01.2kna= 1.0a= 0.8a= 0.5a= 0角频率(nc + kr )图6-14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图w 三相桥式PWM逆变电路可每相各有一个载波信号，也可三相公用一个载波信号47100 2+-1234+-0 2+-4

23、+-0 1+-3+-5+-谐波振幅图6-140.20.40.60.81.01.2kna= 1.0a= 0.8a= 0.5a= 0角频率(nc + kr )图6-14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图w在输出线电压中，包含的谐波角频率为 式中w n=1,3,5,时， k=3(2m1)1，m=1,2,w n=2,4,6,时，rckn(6-11), 2 , 116, 1 , 016mmmmk48三相桥式逆变电路和单相桥式逆变电路比较都不含低次谐波载波角频率c整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的是是c2r和2cr共同区别SPWM波中谐波主要是角频率为c、2c及其附近的谐波调制信号波不是正弦波时，

24、谐波由两部分组成对信号波本身进行谐波分析所得的结果由于信号波对载波的调制而产生的谐波496.2 PWM6.2 PWM逆变电路及其控制方法逆变电路及其控制方法6.2.1 计算法和调治法6.2.2 异步调制和同步调制6.2.3 规则采样法6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数6.2.6 PWM逆变电路多重化506.2.5 6.2.5 提高直流电压利用率和减少提高直流电压利用率和减少开关次数开关次数衡量PWM控制优劣输出波形中所含谐波多少提高逆变电路直流电压利用率、减少开关次数可提高逆变器的输出能力可降低开关损耗直流电压利用率直流电压利用率逆变电路输出交流电

25、压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比51正弦波作为调制信号梯形波作为调制信号有效提高直流电压利用率直流电压利用率低当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值已超过三角波幅值幅值不能超过三角波幅值52图6-15ucurUurVurWuuUNOtOtOtOtuVNuUV图6-15 梯形波为调制信号的PWM控制 l三角化率s =Ut/Uto描述梯形波的形状s s =0时梯形波变为矩形波s s =1时梯形波变为三角波l 梯形波含低次谐波，调制后的PWM波仍含同样的低次谐波l 低次谐波产生的波形畸变率为d l s不同时， d 和直流电压利用率U1m/Ud也不同5300.20.40.60.

26、81.0ds图6-160.20.40.60.81.01.2U1mUd,dUdU1m图6-16 s 变化时的d 和直流电压利用率 l 图6-16 d 和U1m /Ud随s 变化的情况l s = 0.8左右时谐波含量最少，但直流利用率也较低l s = 0.4时，谐波含量也较少，d 约为3.6%，直流电压利用率为1.03，是正弦波调制的1.19倍，综合效果较好 540.20.40.60.81.0s图6-175r00.10.27r11r13rU1mUnml 图6-17，s 变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比l 用梯形波调制时，输出波形中含5次、7次等低次谐波，是梯形波调制的缺点l 实际使

27、用时，当正弦波调制不能满足输出电压的要求时，改用梯形波调制，以提高直流电压利用率图6-17 s 变化时的各次谐波含量 55对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压线电压控制方式相电压控制方式相对线电压控制方式，控制目标为相电压56图6-18ucur1uOturur1uOtur3图6-18 叠加3次谐波的调制信号l 在相电压调制信号中叠加适当大小3次谐波，使之成为鞍形波，经过PWM调制后逆变电路输出相电压中也含3次谐波，且三相的三次谐波相位相同l 合成线电

28、压时，各相电压3次谐波相互抵消，线电压为正弦波57图6-18ucur1uOturur1uOtur3图6-18 叠加3次谐波的调制信号l 在调制信号中，基波ur1正峰值附近恰为3次谐波ur3的负半波，两者相互抵消l ur=ur1+ur3成为鞍形波，其中含幅值更大的基波分量ur1，ur的最大值不超过三角波载波最大值58图6-19ucurU1urV1urW1uuUNUd- UdOtOurUurVurWucOtOOOOtttttuVNuWNuUVu1- 11- 1- 0.5uP2Ud2Ud 图图6-19 6-19 线电压控制方式举例线电压控制方式举例t 除可以在正弦调制信号中叠加3次谐波外，还可叠加其

29、他3倍频于正弦波的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压t 给正弦信号叠加的信号up，既包含3倍次谐波，也包含直流分量，up大小随正弦信号的大小而变化59设三角波载波幅值为1，三相调制信号的正弦分别为urU1、urV1和urW1，并令 则三相的调制信号分别为不论urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等。prW1rWprV1rVprU1rUuuuuuuuuu(6-12)1),min(rW1rV1rU1puuuu(6-13)60 在信号波的1/3周期内开关器件不动作，可是功率器件的开关损耗减少1/3 最大输出线电压基波幅值为Ud，和相电压

30、控制方法比较，直流电压利用率提高 输出线电压不含低次谐波，因为相电压中相应于up的谐波分量相互抵消的原因，这一性能优于梯形波调制方式两相控制方式在这1/3周期中，不对调制信号值为-1的相进行控制，只对其他两相进行控制优点优点616.2 PWM6.2 PWM逆变电路及其控制方法逆变电路及其控制方法6.2.1 计算法和调治法6.2.2 异步调制和同步调制6.2.3 规则采样法6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数6.2.6 PWM逆变电路多重化626.2.6 PWM6.2.6 PWM逆变电路的多重化逆变电路的多重化PWM多重化逆变电路提高等效开关频率减少开

31、关损耗减少和载波有关的谐波分量PWM逆变电路多重化联结方式变压器方式电抗器方式63图6-20NU1V1W1U2V2W2uUuVuWUVW2Ud2Ud图6-20 二重PWM型逆变电路 利用电抗器联接的二重PWM逆变电路l电路的输出从电抗器中心抽头引出l两个单元的载波信号错开180l输出端相对于直流电源中点N的电压uUN=(uU1N+uU2N)/2,已变为单极性PWM波64图6-21Ud- UdOurUurVuc2uc1tuUVuOtOtOtOtOtuU1NuU2NuUNuVN2Ud2Ud图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形 l 输出线电压共有0、(1/2)Ud、Ud五个电平，比非多重化时谐波

32、有所减少l 在多重PWM逆变电路中，电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，只要很小的电抗器就可以了65图6-21Ud- UdOurUurVuc2uc1tuUVuOtOtOtOtOtuU1NuU2NuUNuVN2Ud2Ud图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形 l 二重化后，输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr，但其中n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍66第第6 6章章 PWMPWM控制技术控制技术6.1 PWM的基本原理6.2 PWM逆变电路及其控制方法6.3 PWM跟踪控制技术6.4 PWM整流电路及其控制方法 本章

33、小结676.3 PWM6.3 PWM跟踪控制技术跟踪控制技术6.3.1 滞环比较方式6.3.2 三角波比较方式686.3 PWM6.3 PWM跟踪控制技术跟踪控制技术把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号变化三角波比较方式滞环比较方式跟踪控制方法696.3 PWM6.3 PWM跟踪控制技术跟踪控制技术6.3.1 滞环比较方式6.3.2 三角波比较方式706.3.1 6.3.1 滞环比较方式滞环比较方式负载L+图6-22-iii*VD1VD2V1V22Ud2Ud图6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例l把

34、指令电流i*和实际输出电流i的偏差i*-i作为滞环比较器的输入，通过比较器的输出控制器件V1和V2的通断lV1（或VD1）通时，i增大lV2（或VD2）通时，i减小l通过环宽为2DI的滞环比较器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流i*71l环宽过宽时，开关动作频率低，跟踪误差大l环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开关损耗增大l L过大时，i的变化率过小，对指令电流的跟踪慢lL过小时，i的变化率过大，i*-i频繁地达到DI，开关频率过高O图6-23tiii*+D Ii*-D Ii*图6-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流72图6-24+-iUi*UV4+

35、-iVi*V+-iWi*WV1V6V3V2V5UdUVW图6-24 三相电流跟踪型PWM逆变电路图6-24采用滞环比较方式的三相电流跟踪型 PWM逆变电路，有和图6-22相同的三个单相半桥电路组成，三相电流指令信号iu*、 iv*、 iw*依次相差120073图6-25Oti*UOtuABiUi图6-25 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形图6-25线电压的正半周和负半周内，都有极性相反的脉冲输出，这将使输出电压中的谐波分量增大，也使负载的谐波损耗增加74采用滞环比较方式的电流跟踪型采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如变流电路有如下特点下特点硬件电路简单属于实时控制方式，电流响应快

36、不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多 属于闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点 75滤波器+-uu*u2Ud2Ud图6-26 电压跟踪控制电路举例把指令电压u*和板桥逆变电路输出电压u进行比较，通过滤除偏差信号中的谐波分量，滤波器的输出送入滞环比较器，由比较器输出控制主电路开关器件的通断，从而实现电压跟踪控制76u和电流跟踪控制电路相比，只是把指令和反馈信号从电流变为电压u输出电压PWM波形中含大量高次谐波，必须用适当的滤波器滤除uu*=0时，输出电压u为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路uu*为直流信号时，u产

37、生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或正窄负宽的矩形波uu*为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从u中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和u* 相同，从而实现电压跟踪控制776.3 PWM6.3 PWM跟踪控制技术跟踪控制技术6.3.1 滞环比较方式6.3.2 三角波比较方式786.3.2 6.3.2 三角波比较方式三角波比较方式图6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路负负载载+- -iUi*U+- -iVi*V+- -iWi*WUdC+- -C+- -C+- -三相三角波三相三角波发生电路发生电路AAAl 通过闭环来进行控制l 把指令电流i*U、i*V和i

38、*W和实际输出电流iU、iV、iW进行比较，求出偏差，通过放大器A放大后，再去和三角波进行比较，产生PWM波形l 功率开关器件开关频率是一定的，等于载波频率79为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波信号和滞环比较控制方式相比，三角波比较控制方式输出电流所含的谐波少 定时比较方式不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟，以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，根据二者偏差的极性来控制变流电路开关器件的通断80负载L+图6-22-iii*VD1VD2V1V22Ud2Ud图6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例l在时钟信号到来的时刻如i i*，令V1关断，V2导通，使i减小l每个采样时

39、刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小81 采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的1/2 和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，控制的精度低一些 82第第6 6章章 PWMPWM控制技术控制技术6.1 PWM的基本原理6.2 PWM逆变电路及其控制方法6.3 PWM跟踪控制技术6.4 PWM整流电路及其控制方法 本章小结836.4 PWM6.4 PWM整流电路及其控制方法整流电路及其控制方法6.4.1 PWM整流电路的工作原理6.4.2 PWM整流电路的控制方法846.4 PWM6.4 PWM整流电路及其控制方法整流电路及其控制方法实际应用的整流电路晶闸管相控整流或

40、二极管整流输入电流滞后于电压，滞后角随着a的增大而增大，位移因数随之降低输入电流中谐波分量大，功率因数很低虽位移因数接近1，但输入电流中谐波分量很大，所以功率因数也很低85PWM整流电路整流电路把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为1单位功率因数变流器单位功率因数变流器(高功率因数整流器高功率因数整流器)通过控制866.4 PWM6.4 PWM整流电路及其控制方法整流电路及其控制方法6.4.1 PWM整流电路的工作原理6.4.2 PWM整流电路的控制方法876.4.1 PWM6.4.1 PWM整流电路的工作原理整流电路的工作原理

41、1单相PWM整流电路图6-28 单相PWM整流电路a)单相半桥电路 b)单相全桥电路 负载usLsisRsV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+udusLsRsV1V2VD1VD2ud负载C1C2a)b)l半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联，其中点和交流电源连接l全桥电路直流侧电容只要一个就可以lLs包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的lRs包括外接电抗器中的电阻和交流电源的内阻88图6-28 单相PWM整流电路b)单相全桥电路 用正弦信号波和三角波相比较的方法对V1V4进行SPWM控制，就可以在桥的交流输入端AB产生一个SPWM波uABuAB中含有和正弦信

42、号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波由于Ls的滤波作用，谐波电压只使is产生很小的脉动负载usLsiRsV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+uds89图6-28 单相PWM整流电路b)单相全桥电路 当正弦信号波频率和电源频率相同时，is也为与电源频率相同的正弦波在us一定时，is幅值和相位仅由uAB中基波uABf的幅值及其与us的相位差决定改变uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90，或使is与us相位差为所需角度负载usLsiRsV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+uds90图6-29 PWM整流

43、电路的运行方式相量图a)整流运行 b)逆变运行 c)无功补偿运行 d)Is超前角为图a中，UAB 滞后Us 相角d ，Is和 Us同相，电路工作整流状态，功率因数为1图b中，UAB超前Us的相角d ，Is和Us反相，电路工作在逆变状态jdUsURUABIsULdUsURUABIsULc)d)dUsURUABIsULb)dULURUABIsa)Us91图6-29 PWM整流电路的运行方式相量图a)整流运行 b)逆变运行 c)无功补偿运行 d)Is超前角为图c中， UAB 滞后 Us 相角d， Is 超前 Us 90，电路向交流电源送出无功功率，这时称为静止无功功率发生器图d中，通过对UAB 幅值

44、和相位的控制，可以使 Is 比Us 超前或滞后任一角度j jdUsURUABIsULdUsURUABIsULc)d)dUsURUABIsULb)dULURUABIsa)Us92图6-28 单相PWM整流电路b)单相全桥电路 负载usLsisRsV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+ud整流运行状态下整流运行状态下l当us 0时，由V2、VD4、VD1、 Ls和V3、VD1、VD4、Ls分别组成两个升压斩波电路 V2通时，us通过V2、VD4向Ls 储能 V2关断时，Ls中储存的能量通过VD1、VD4向直流侧C充电93图6-28 单相PWM整流电路b)单相全桥电路 负载usLsisRsV

45、1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+udl us 0时类似942 2三相三相PWM整流电路整流电路图6-30 三相桥式PWM整流电路 工作原理和前述的单相全桥电路相似，只是从单相扩展到三相 进行SPWM控制，在交流输入端A、B和C可得 SPWM电压，按图6-29a的相量图控制，可使ia、 ib、ic为正弦波且和电压同相且功率因数近似为1952 2三相三相PWM整流电路整流电路图6-30 三相桥式PWM整流电路 和单相相同，该电路也可工作在逆变运行状态及图c或d的状态966.4 PWM6.4 PWM整流电路及其控制方法整流电路及其控制方法6.4.1 PWM整流电路的工作原理6.4.2 P

46、WM整流电路的控制方法976.4.2 PWM6.4.2 PWM整流电路的控制方法整流电路的控制方法1间接电流控制没有引入电流反馈相位和幅值控制相位和幅值控制按图6-29a（逆变时为图6-29b）的相量关系来控制整流桥交流输入端电压，使得输入电流和电压同相位，从而得到功率因数为1的控制效果98控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环直流电压给定信号和实际直流电压ud比较后送入PI调节器，PI调节器的输出为一直流电流信号id，id的大小和整流器交流输入电流幅值成正比图6-31 间接电流控制系统结构99图6-31 间接电流控制系统结构稳态时，ud=ud，PI调节器输入为零，PI调节器的输出id和负载电流大小对应，也和交流输入电流幅值相对应*负载电流增大时，C放电而使其ud下降，PI调节器的输入端出现正偏差，使其输出id增大，使整流器交流输入电流增大，也使ud回升100图6-31 间接电流控制系统结构 达到稳态时，ud仍和 ud 相等，PI调节器输入仍恢复到零，而id则稳定为为新的较大的值，与较大的负载电流和较大的交流输入电流相对应* 负载电流减小时，