改进的单级功率因数校正ACDC变换器的拓扑综述

1、改进的单级功率因数校正AC/DC变换器的拓扑综述梁奇峰，黄少先（华南理工大学电力学院雅达电源实验室，广东广州 510640 ）摘要：单级功率因数校正（简称单级PFC）由于控制电路简单、成本低、功率密度高在中小功率场合得到了 广泛的应用。但是，单级 PFC中存在一些问题，如储能电容电压随输入电压和负载的变化而变化，在输入 高压或轻载时，电容电压可能达到上千伏；变换器的效率低；开关损耗大等缺点。介绍了几种改进的拓扑 结构以解决这些问题。关键词：功率因数校正；AC/DC变换器；单级1 概述为了减小对交流电网的谐波污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准（如IEC1000-3-2 ）。因此，要求交流

2、输入电源必须采取措施降低电流谐波含量，提高功率因数。目前广泛采用的有源功率因数校 正方法有两种，即两级 PFC和单级PFC两级PFC方案1如图1所示，将PFC级输出端与DC/DC变换器相 串联，两级控制电路相互独立。pg级-缓冲taDC.DCACIX'-題换器图1 两级PFC方案图PFC 级使输入电流跟随输入电压，使输入电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量。后接的DC/DC级实现输岀电压的快速调节。由于采用两级结构，电路复杂，装置费用高，效率低。在小功率应用场合， 两级PFC很不适用。因此，研究单级 PFC及变换技术成为电力电子领域中的一项重要课题。单级PFC23将PFC级和DC/D

3、C级组合在一起共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输岀电压的调节。它与两级方案不同的是， 控制电路只调节输岀电压，保证输岀电压的稳定，流不是正弦波，PF值不如两级方案高，但由于 IEC1000只对电流谐波含量有要求，对 PF值没有严格的要求，单级PFC变换器的输入电流谐波足以满足IEC1000成本低，功率密度高。因此，单级PFC变换器在小功率场合得到了广泛的应用。本文主要对单级PFC的拓扑进行了分析，指岀了存在的问题，介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。2 单级隔离式Boost PFC电路的分析及存在的问题典型的单级隔离式 Boost PFC电路如图2所示，该拓扑是由

4、升压型 PFC级和正激式DC/DC变换器组合 而成。有源开关S为共享开关，O为缓冲电容。通过控制 S的通断，电路同时实现对输入电流的整形和对 输出电压的调节。典型的单级隔离式boost PFC 电路rr-N-nr-H-nD>1iLf:3L On='J nnd 'hOZArh众所周知，电流断续模式（DCMI的Boost变换器，在固定占空比下电流自动跟随输入电压，因此，PFC级工作在DCM下可以得到较高的功率因数。但是，输入和输岀电感电流的峰值较高，增加了有源开关的电 流应力和开关损耗；变换器的效率低；另外电路需要一个更大的EMI滤波器。如果要求减小开关器件的电压、电流应力，

5、那就需要 PFC级工作在电流连续模式（CCMI下，同时可以提高整个变换器的效率并减小 EMIo如在图2的a和b之间加一电感L1,可以使PFC级工作在CCM下。对于DC/DC变换器而言，为了提 高变换器的效率，一般工作在 CCM下，因此，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输岀功率减小，而 PFC 级输入功率同重载时一样，则充入储能电容的容量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升。为了保持输岀电压一致，电压反馈环调节输岀电压，使占空比减小，输入能量也相应减小，这个动态过程 要到输入和输岀功率平衡后才停止。负载减小带来的后果是直流总线电压明显上升，也就是电容电压明显 上升，甚至达到上千伏。4

6、，可以使电容电压低于 450V,但是频降低电容电压通常有两种方法：一种方法就是采用变频控制率变化范围可能高达十倍，不利于磁性元件的优化设计；另一种就是采用变压器绕组实现负反馈。如果PFC级和DC/DC变换器都工作在 CCM下，输出功率减小时，虽然占空比不变，但输入功率也会相应减小，抑制 了储能电容电压的增加，它的效率是最高的，PF值有所降低，但是，很难找到一种拓扌卜完全工作在 CCM下， 设计上也相对复杂。串联单级 PFC变换器的功率流图如图 3所示，从图中可以看出，功率由输入传送到输 岀，经过了两次变换，效率低。图3 串联单级PFC变换器的功率流图因此，单级PFC变换器的主要问题是，在使输入

7、电流谐波满足IEC1000-3-2和快速调节输出电压的同时，降低电容电压和提高效率；另外单级PFC变换器工作在硬开关状态时，开关器件承受的电压、电流应力高，因此，开关损耗很大。所以，人们提出了用变压器绕组实现负反馈，用软开关技术以及并联PFC等方法来降低电容电压，开关损耗和提高效率。下面介绍几种改进的拓扑以解决这些问题。3 几种改进的拓扑介绍3.1 单级并联PFC变换器167如前所述，无论是单级还是两级结构，串联式拓扑结构的效率都较低。为了提高变换器的效率，人们提出了并联PFC方法。其基本思路如下：假设PF=1，PFC输入功率与输出功率关系如图 4所示，平均输入功率Pn的68%( R)经过一次

8、功率变换到达负载，32%的剩余功率(F2)为输入与输岀功率在半个电网周期内的差，经过两次功率变换到达负载1。图5为该方法的功率流图，P2经过两次功率变换到达输岀，其余部分Pi经过一次功率变换达到输岀，从而提高了电路效率，并且高于两级和串联单级变换器。图4 PFC输入功率与输出功率关系图:'lPFCfUAC IX'图5 单级并联PFC方法的功率流图典型的单级Boost PPFC变换器1如图6所示，电路在原带隔离变压器 Boost拓扑结构中加入了 D ,Ss及G。电路工作时，当检测到输入功率（Pn）小于输岀功率（F0）时，S5开通，G中的能量释放到输岀，这部分能量为P2。当输入功率

9、（Pn）大于输出功率（R）时，S关断，通过控制 SS4使多出的能量存入 C。因此，电路的控制要实现三个功能，即输入电流控制，输岀电压控制和电容电压控制。这种PPFC变换器的主要优点是效率高。由于这三个被控量之间存在耦合关系，所以，控制电路复杂，控制器设计困难； 另外，开关管数目多，成本较高，这些都是该变换器的主要缺点。因此，它适用于较大功率场合而不适用 于小功率场合。于是文献6提出了一种单级反激 PPFC变换器，如图7所示。S?_、i-M uD1图6 单级Boost PPFC变换器图7单级反激PPFC变换器T i, S, D3, C, R构成电路的主支路，T2及D2组成电路的辅助支路。储能电容

10、 CB通过D充电到输入电 压的峰值电压作为辅助支路的输入电压。由于两个并联反激支路同时工作，使用二极管D和D3来防止这两个支路之间产生循环电流。该变换器由输入电压Vn和储能电容O同时给负载提供能量。尽管输入电压Vn给负载提供大部分能量。但是，当输入电压很小时，负载的能量主要由储能电容C提供。两个变压器可以在DCM或 CCM下工作。对于小功率应用，为了提高效率，两个变压器都工作在DCM下。主支路与辅助支路之间的功率分配决定输入电流的谐波含量，而变压器Ti及T2的电感值决定功率分配。所以，通过正确的设计变压器Ti及T2的电感值可以使输入电流的谐波含量满足IEC1000-3-2的要求。该变换器仅用一

11、个有源开关和一个控制环就可快速地调节输岀电压。它的主要优点是结构简单、效率高、储能电容电压被箝位，电压值的大小等于输入电压的峰值，对功 率开关管没有产生附加的电压应力。另外，在S开通时，由直接传递大部分能量到负载，降低了开关管的电流应力，提高了变换器的效率。它的主要缺点是元件数目多，成本较高。3.2 用变压器绕组实现负反馈的单级PFC变换器用变压器绕组实现负反馈的单级PFC变换器8如图8所示。N为变压器耦合的绕组。用变压器绕组N实现负反馈来抑制电容电压 VC。当S开通时，VC加在变压器的初级绕组 N，因此，绕 组N上的电压同VC成正比。只有当输入整流后的电压大于 N上的电压时，电感 Lb上才有

12、电流；S关断时， Lb上的能量经过D释放到G。负载变化引起Vc变化，加在Lb上的电压立刻变化，从而改变了输入电流和输入功率，有效地抑制了 乂的增长。但N的加入降低了功率因数，增加了电流谐波含量在图8的A和B之间再增加一个绕组 237，如图9所示。加绕组 2之后，在S关断时，加在电感Lb上的反向电压为 Vc和2上的电压之和减去输入电压，减小了输入功率，从而进一步降低了Vc,同时，也提高了功率因数。N2的选取应该满足 N+2<N。可见，增大N可以降低电容电压，提高效率，但同时降低 了功率因数，增加了电流谐波含量。图8用变压器绕组实现负反馈的单级PFC变换器如果要求更低限度地减小开关器件的电压

13、、电流应力，那么在图8和图9中的二极管D和绕组N之间加入电感Lr，使输入电流工作在 CCMTFo Lr可以利用变压器漏感，也可以另外加一个电感3。图9用双绕组实现负反馈的单级 PFC变换器3.3 带低频辅助开关的单级 PFC变换器9用变压器附加绕组实现负反馈降低了电容电压，提高了效率。但同时降低了功率因数，增加了电流谐波含量。文献9针对这一不足提出了一种带低频辅助开关的单级PFC变换器，不仅有效地抑制了电容电压,提高了效率，同时还提高了功率因数，减少了电流谐波含量带低频辅助开关的 CCM单级PFC变换器如图10所示，S为主开关，S为辅助开关。图10带低频辅助开关的CCM单级PFC变换器辅助开关

14、Sr的驱动波形如图11所示，当输入电压在零附近时，辅助开关Sr导通，使附加绕组 N短路,从而改善了输入电流的波形，减少了输入电流的谐波含量，提高了功率因数。当输入电压大于某一值时，辅助开关管Sr关断；其余的工作情况与图 8和图9相似。辅助开关S在输入电压很小时才导通工作，其余时间不工作。因此，流过S的电流很小，S的功率损耗很小。由图 11 知,辅助开关的工作频率为交流电源频率的两倍。故在整个工作期间，S的开关损耗很小。另外，辅助开关 S的控制电路也很简单。由上述分析知，带低频辅助开关的单级PFC变换器减小了输入电流的谐波含量；提高了功率因数和效率；降低了电容电压。图11 辅助开关Sr的驱动波形

15、辅助开关Sr也可以放在其他位置，得到不同的拓扑结构，如图12所示。图12(a)所示的电路使L1旁路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关S，使L1短路，电路工作在 DCM下，从而增加了输入电流，这种方法不能消除输入电流的死角。因此，与图10的电路相比，图12(a)的电路的输入电流的畸变更大。10的电路相比,S另外一种实现方式如图 12(b)所示，使L1和N都旁路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关S，使L1和N都短路。这种方法可以完全消除输入电流的死角，提高功率因数。但是，与图图12(b)电路中的储能电容电压更高。因为，图12(b)电路有一小部分时间工作在DCM下。另外，该方法也可以应用

16、在其他的DCM/CC单级PFC变换器中，如图13所示的带低频辅助开关的 DCM单级PFC变换器(b) 使Li和N都旁路图12 S r不同位置的实现方式H I图13带低频辅助开关的 DCM单级PFC变换器3.4 带有源箝位和软开关的单级PFC变换器单级隔离式PFC变换器与普通的DC/DC变换器相比有电压、电流应力高，损耗大的缺点。因此，采用有源箝位和软开关等先进技术来减小单级隔离式PFC变换器的开关损耗和电压应力。带有源箝位和软开关的单级隔离式PFC变换器10如图14所示。S为主开关，Sa为辅助开关。CC为箝位电容，CB为储能电容，C为开关S和Sa的寄生电容以及电路中其他的寄生电容之和。Boost单元工作在DCMF,保证有高的功率因数；为避免DCM有较高的电流应力，Flyback设计为CCM采用有源箝位和软开关技术限制了开关的电压应力，再生了储存在变压器漏感中的能量，为主开关和辅助开关提供了软开关条 件，减少了开关损耗，提高了变换器的效率。主开关与辅助开关用同一个控制/驱动电路，进一步提高了电路的实用性。图14带有源箝位和软开关的单级隔离式PFC变换器4 结语单级PFC变换器由于具有电路简单，成本低，功率密度高的优点，