mW无线调频话筒设计方案指导书

1、500mW无线电调频发射机课程设计任务书一、设计课题：无线调频话筒二、 设计目的：设计一个采用直接调频方式实现的工作电压为12V、输出功 率在500mW以上、工作频率为5MHz的无线调频话筒，可用于语音信号的无线 传输、对讲机中的发射电路等。三、技术指标与要求：1. 设计达到的主要技术指标有：(1) 工 作电压：Vcc=+12V ；(2) (天线)负载电阻：FL=51欧；(3) 发射功率：Po> 500mW;(4) 工作中心频率：f0=5MHz ;(5) 最大频偏：.fmOkHz ；(6) 总效率：A_5°% ；(7) 频率稳定度：九/环叮0'/小时；(8) 调制灵敏度

2、Kf>30KHZ/V ；(9) 电路结构采用分立元件构建的 LC调频振荡器、缓冲隔离、高频宽放和高频功放电路实现500mW无线电调频发射机设计指导书第一章概述1、课程设计的工作流程：课程设计的操作流程如图 1-1所示图1-1课程设计的一般操作流程2、评分办法学生课程设计的成绩，应根据完成设计工作的质量综合评分， 参考评分办法 评定。3、纪律要求(1) 课程设计期间，按平时上课作息时间到指定地点 (一般为教室)；保持良好的课堂秩序，可以互相讨论问题，但不得大声喧哗；(3) 需要去图书馆查阅有关资料时，可向指导老师提出，并做好记录。第二章设计任务与要求1、课程设计任务：见课程设计任务书中的各

3、项2、 设计报告的内容及版式要求：设计报告要撰写的内容和版式要求见表 1-1 所示。表1-1设计报告内容项目和版式要求序号设计报告项目内容及版式要求1设计封面、目录2第一章 绪论3一、目的与意义4二、设计内容与课程内容的关系5三、完成任务的时间进程6第二章电路结构的选择与工作过程7一、方框结构与工作原理8二、选择电路原理图及阐明选择的主要依据9三、叙述各部分电路的基本工作原理10四、电路中各元器件的名称及作用11第三章 电路参数的计算与元件的选择12第四章设计总结13一、计算机仿真分析与参数验算14二、小结（心得体会）15参考文献第三章电路结构的选择与工作过程、总设计方框图图3-1变容二极管直

4、接调频电路组成方框图与调幅电路相比，调频系统由于高频振荡输出振幅不变，因而具有较强的抗 干扰能力与效率.所以在无线通信、广播电视、遥控测量等方面有广泛的应用。、实用发射电路方框图（实际功率激励输入功率为1.56mW）调制LC调频缓冲1.25 ”功率25信号.振荡器mW隔离mW激励mW1倍20倍OdB13dB图3-2实用调频发射机组成方框图20倍13dBmW拟定整机方框图的一般原则是，在满足技术指标要求的前提下，应力求电路简单、性能稳定可靠。单元电路级数尽可能少，以减少级间的相互感应、干扰和 自激。由于本题要求的发射功率 Po不大，工作中心频率fo也不高，因此晶体管的 参量影响及电路的分布参数的

5、影响不会很大， 整机电路可以设计得简单些，设组 成框图如图3-2所示，各组成部分的作用是：LC调频振荡器：产生频率fo=5MHz的高频振荡信号，变容二极管线性 调频，最大频偏AfmOkHz，整个发射机的频率稳定度由该级决定。(2) 缓冲隔离级：将振荡级与功放级隔离，以减小功放级对振荡级的影响。因为功放级输出信号较大，当其工作状态发生变化时(如谐振阻抗变化)，会影响振荡器的频率稳定度，使波形产生失真或减小振荡器的输出电压。整机设计时， 为减小级间相互影响，通常在中间插入缓冲隔离级。缓冲隔离级电路常采用射极 跟随器电路。(3) 功率激励级：为末级功放提供激励功率。如果发射功率不大，且振荡级 的输出

6、能够满足末级功放的输入要求，功率激励级可以省去。(4) 末级功放：将前级送来的信号进行功率放大，使负载(天线)上获得满 足要求的发射功率。如果要求整机效率较高，应采用丙类功率放大器，若整机效 率要求不高如a < 50%而对波形失真要求较小时，可以采用甲类功率放大器。但是本题要求A-50%，故选用丙类功率放大器较好三、实际的无线调频话筒电路实际的无线调频话筒电路如图3-3所示C5亠C3亠CinC81亠1Jj )Z L 1R8* Rw2图3-3无线调频话筒电路考虑到频率稳定度的因素，调频电路采用克拉泼振荡器和变容二极管直接调频电路。电路的工作原理是：利用调制信号控制变容二极管的结电容， 改变

7、振荡器振荡回路的总电容，从而使调频振荡器输出信号的频率随调制信号的变化而变 化，即实现调频。调频后的信号经过缓冲隔离、宽放和功放后通过天线发射出去。四、发射机的主要技术指标(1) 发射功率发射功率指发射机发射到天线上的功率。只有当天线的长度与发射信号的波 长相比拟时，天线才能有效地把信号发射出去。波长与频率f的关系是二 c/ f式中，c为电磁波传播速度，c=3*108m/s。若接收机的灵敏度 Va=2uV，则通信 距离s与发射功率Po间的关系为s =1.074 RmW当发射功率为大于500mW时通信距离为5.08Km以上。(2) 工作频率或波段发射机的工作频率应根据调制方式， 在国家有关部门规

8、定的范围内选取。 对 于调频发射机，工作频段一般选择在超短波范围内。(3) 总效率发射机发射的总功率Po其所消耗的总功率Pt比，称为发射机的总效率，用 nA表示。(4) 调制灵敏度Kf是单位调制信号电压所引起的最大频偏，其值越大，说明调制信号控制作用 越强，产生频偏越大。第四章 电路参数的计算与元件选择整机电路的实际计算顺序一般是从末级单元电路开始，向前逐级进行。而电路的组装和调试顺序一般是从前级单元电路开始向后级逐级进行。一、增益分配与功率放大器的设计发射机的输出应具有一定的功率才能将信号发射出去，但是功率增益又不可 能集中在末级功放，否则电路性能不稳，容易产生自激。因此要根据发射机的各 组

9、成部分的作用，适当地合理地分配功率增益。如果调频振荡器的输出比较稳定， 又具有一定的功率，则功率激励级和末级功放的功率增益可适当小些。功率激励 级一般采用高频宽带放大器，末级功放可采用丙类谐振功率放大器。 缓冲级可以不分配功率。功率增益如图3-2所示仅从输出功率Po>500mW项指标来看，可以采用宽带功放或乙类、丙类功放。由于还要求总效率大于50%,故采用一级宽带放大器加一级丙类功放实现, 其电路形式如图4-1所示。+12vN3CTC11_N4inU”* V3WDG130R11 N1R? ?R1213C10ZL2 R14 _c12图4-1功率激励与末级功放电路(一)丙类功率放大器(末级功

10、放)设计1、基本关系式如图4-1所示，丙类功率放大器的基极偏置电压-Vbe是利用发射机电流的分 量Ie0在射极电阻R14上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器 的输入信号Vi为正弦波时，集电极的输出电流ic为余弦脉冲波。利用谐振回路 LC的选频作用可输出基波谐振电压 uc、电流ic1。集电极基波电压的振幅Ucm= lcm1Rp式中，Icm1为集电极基波电流的振幅；RP为集电极负载阻抗。(2) 输出功率Po2Po= Ucm.lcm1= Ucm /(2 Rp)(3) 直流功率PvPv= Vcc.Ic0(4) 集电极耗散功率PtPt= Pv- Po(5) 集电极的效率nn= Po/ Pv

11、集电极电流分解系数 a ( 0)(7)导通角9a( 9 )=cmn/i cmmaxUon VBB(9一般取 60° -80o)cos VU bm2、确定丙类放大器的工作状态为了获得较高的效率n和最大的输出功率Po,选丙类放大器的工作状态为 临界状态，9 =70功放管为3DA1。3DA1的参数如表4-1所示。表4-1 3DA1参数表PCMICMVCEShfefTAp1W750mA> 1.5V> 10> 70MHz13dB(1)最佳匹配负载Rp=110.252(Vcc -VcEs)Rp2Po(12-1.5)22*0.5= 110.25"Ucm=10.5V由Po

12、=0.5 Ucm.lcm1= Ucm2/(2 Rp)可得：集电极最大输出电压(3) 集电极基波电流振幅：Icm1=95.24mA(4) 集电极电流最大值 Icm= Icm1/ 1(70°)=95.24/0.44=216.45mA(5) 集电极电流直流分量 Ic0= Icm* oc(700)=216.45*0.25=54.11mA(6) 电源供给的直流功率 Pv= Vcc* I c0=649.35mW(7) 集电极的耗散功率 Pr=Pv-Po=649.35-500=149.35mW小于 Pcm =1W)(8) 总效率 n=o/Pv=500/649.35=77.00%(9) 输入功率若设

13、本级功率增益Ap=13dB(20倍)，则输入功率Pi=Po/Ap=25mW(10) 基极余弦脉冲电流的最大值Ibm(设晶体管3DA1的B =10)I bm= I cm/ B =21.45mA(11) 基极基波电流的振幅 Ibm1= Ibm d(700)=21.45*0.44=9.44mA(12) 基极电流直流分量 Ib0= Ibm c0(70°)=21.45*0.25=5.36mA(13) 基极输入电压的振幅Ubm=2Pi/ Ibm1=5.30V(14) 丙类功放的输入阻抗rbb(1cos)： 1(1 -cos700)* 0.44=86' 13、计算谐振回路及耦合回路的参数

14、输出变压器线圈匝数比N5/N3(解决最佳匹配负载问题)N5 、2PoRlN3 一 Ucm5一 0.68,110取 N5=2, N3=3。谐振回路电容(3)谐振回路电感C1仁100pFL12(2 二fo) C111(2*3.14*5*106)2* 100*10210uH(4)输出变压器初级线圈总匝数比 N=N3+N4高频变压器及高频电感的磁芯应采用镍锌(NXO)铁氧体，而不能采用硅钢铁芯，因其在咼频工作时铁损耗过大。NXO-100环形铁氧体作咼频变压器磁芯时,工作频率可达十几兆赫兹若采用外径*内径*高度二10mm6mm5mm 的NXO-100环来绕制输出耦合变压器，由公式L =4二2H/mA工*

15、10亠卜lcm式中，亠=100H/m为磁导率；N为变压器初级线圈匝数；A=25mm2为磁芯截面积；l=25mm为平均磁路长度。计算得 N=8，贝U N4=5W0L<eN5Rl6.28 5 10I 5122 9，Oe取值210，上述公式取2。需要指出的是，变压器的匝数 N3、N4、N5的计算值只能作为参考值，由于 分布参数的影响，与设计值可能相差较大。为调整方便，通常采用磁芯位置可调 节的高频变压器。4、基极偏置电路(1) 发射极电阻R14由公式Uon _VBBCOSTU bm可彳得Vbb = U on U bm * cosB = 0.7 5.3* cos70 = 1.1VVBB = _|

16、e0，Rl4 叱 _|c0 .Rl4 = _1.1VRi4 =20.33"取标称值R14 f(2) 高频旁路电容C12=0.01uF。(3) 高频扼流圈ZL2=47uH。可变电容CT=(520)pF。5、元件清单CT=(520)pFZL2=47uHR14 = 20"C12=0.01uFC11=100pFL 10uHN3=5, N4=3, N5=2、3DA1 管子(二 )宽带功率放大器(功率激励级)设计功率激励级功放管为3DG130。3DG130的参数如表4-2所示。表4-23DG130参数表PcmICMVceshfefTAp700nW300mA< 0.6V> 3

17、0> 150MHz13dB1、计算电路参数(1) 有效输出功率Ph与输出电阻Rh宽带功率放大器的输出功率Ph应等于下级丙类功放的输入功率 Pi=25mW,其输出负载Rh等于丙类功放的输入的输入阻抗|Zi|=86 Q即PH=25mWRh=86Q(2) 实际输出功率Po设高频变压器的效率n=80%，则Po= PH/n=31.25mW(3) 集电极电压振幅Ucm与等效负载电阻R'h若取功放的静态电流lcQ=lcm=7mA，贝UUcm= 2Po /Icq=2P。/lcm=8.93VUcm 2R'h1275.5门2Po1.3K-J约为1.3KQN1N2高频变压器匝数比N1/N2岛=

18、3取变压器次极线圈匝数 N2=2，则初级线圈匝数N仁6。(5) 发射极直流负反馈电阻Ri3志乂沏-曲2-8.93-0.6/ =352.86Icq7mA取标称值360 Q(6) 功放输入功率Pi本级功放采用3DG130晶体管，若取功率增益Ap=13dB(20倍)，则输入功率Pi =Po/Ap=1.56mW(7) 功放输入阻抗RiRi ：- rbb' i-'.-R交负二 25 30* R交负(取臥'=25；- - 30 )若取交流负反馈电阻为10Q，则R =3250(8) 本级输入电压振幅UimUm 二 2RPi 二 2*325*1.56*101.0V2、计算电路静态工作点

19、(1)Vbq、IbqVeq = Icq R13 =7*10'*352.86 =2.47VVBQ 二 VEQ 0.7 =3.17V|bq = Icq/ ： = 7/30 二 0.23mA(2)Rn、R12(11=510 倍 Ibq )若取基极偏置电路的电流11=5 |BQ =5*0.23mA=1.15mA，则R12 =5IbqVBQ 空2.7521.15mAg：7.65C1.15mA取标称值R12=3kQ。-Vcc -VbqR11 =|1为了调节电路的静态工作点，R11可由标称值为5.1 kQ的电阻与10 kQ的电位器组成高频旁路电容C10=0.02uF。输入耦合电容C9=0.02uF。

20、此外，还可以在直流电源 Vcc支路上加高频电源去耦滤波网络，通常采用LC 的n型低通滤波器。电容可取 0.01uF电感可取47uH的色码电感或环形磁芯绕 制。还可在输出变压器次级与负载之间插入LC滤波器，以改善负载输出波形。3、元件清单C9=0.02uFC10=0.02uFR15-1 10kl 电位器R12R交负=10“N1=6, N2=2R13 =360Q 3DG130 管子二、缓冲隔离级电路（射极输出器）设计从振荡器的什么地方取输出电压也是十分重要的。一般尽可能从低阻抗点取 出信号，并加入隔离、缓冲级如射极输出器，以减弱外接负载对振荡器幅度、波 形以及频率稳定度的影响。射极输出器的特点是输

21、入阻抗高，输出阻抗低，放大倍数接近于1。1、电路形式由于待传输信号是高频调频波，主要考虑的是输入抗高，传输系数大且工作 稳定。选择电路的固定分压偏置与自给偏压相结合， 具有稳定工作点特点的偏置 电路。如图4-2所示。射极加Rw2可改变输入阻抗。I+12VRw2325图4-2射极输出器电路2、估算偏置电路元件（1）已知条件：Vcc=+12V，负载电阻Rl=325Q宽带放大器输入电阻），输出电压振幅等于高频宽带放大器输入电压振幅，即Uom=1.0V,晶体管为3DG100(3DG6)。3DG100的参数如表4-3所示。表4-33DG100参数表PcmICMVceshfefTAp100nW30mA30

22、200> 150MHz由=60。晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点，一般取Uceq=0.5Vcc,lcQ=(310)mA。根据已知条件选取IcQ=4mA, Vceq=0.5Vcc=6V，则Veq VccVCEQ 12 6VR10 Rw21.5k 1IcqIcq4mA(2)R10、Rw2:取 R10=1kQ, Rw2 为 1kQ 的电位器。 R8、R9Veq=6.0VVbq= Veq+0.7=6.7VIbq=Icq/ 0 =66.67uAVbqR9:10k' 110I BQ取标称值R9=10kQ。R8Vcc - Vbq10Ibq-7.95k1 1取标称值R8=8.0kQ。输入

23、电阻Ri若忽略晶体管基区体电阻的影响，有Ri=(R8| R9) I向 R10 + Rw2) | RlW 3.63k。( Rl=325Q )(5) 输入电压UimUim = 2RPi = .2*3630*1.56* 103.37V(6) 耦合电容C8、C9为了减小射极跟随器对前一级电路的影响，C8的值不能过大，一般为数十 pF,这里取 C8=20pF, C9=0.02uF。3、元件清单C8=20pFC9=0.02uFR8 = 8.0k"R10k' 1Rio=1kQRw2为1kQ的电位器晶体管为3DG100三、调频振荡器设计调频振荡电路的作用是产生频率 fo =5MHz的高频振荡

24、信号。变容二极管为线性调频，最大频偏市TOkHz。发射机的频率稳定度由该级决定。 调频振荡器电路如图4-3所示Vc cR6二卩1Ic42 cR7C8Out > 九A. C6Ui O_|4. 7uF图4-3调频振荡器电路LC调频振荡器是直接调频电路，是利用调制信号直接线性地改变载波瞬时 频率。如果为LC振荡器，则振荡频率主要取决于谐振回路电感和电容。将受到调 制信号控制的可变电抗与谐振回路连接，就可以使振荡频率按调制信号规律变 化，实现直接调频。1、LC振荡器主要技术指标：工作中心频率：fo=5MHz ；最大频偏：:f10kHz ；频率稳定度：f / f0空5* 10 */小时(1)确定电

25、路形式，设置静态工作点本题对频率稳定度 -f / fo要求不是很高，故选用图1-7所示的改进型电容三 点式振荡器与变容二极管调频电路。(2)三点式振荡器设计：基极偏置电路元件R1、R2、R3、R4、C1的计算图中，晶体管V1与C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成改进型电容三点式振荡器,V1为共基组态，C1为基级耦合电容。 其静态工作点由Ri、R2、R3、R4共同决 定。晶体管V1选择3DG100,其参数见表1-4所示。小功率振荡器的集电极静态工作电流Icq 般为(14)mA。Icq偏大，振荡幅 度增加，但波形失真严重，频率稳定性降低。Icq偏小对应放大倍数减小，起振困难。为了使电路工作稳定,

26、振荡器的静态工作点取|cq = 2 mA ,Vceq = 6V，测得三极管的-=60。I cQ =Vcc VceqR3 R412 一6 =2mAR3 R4由(1-3)可得R3+R4=3kQ，为了提高电路的稳定性，R4的值可适当增大，取R4=1kQ，贝U R3=2k Q。Veq 二Vbq Vbe ： |cqR4 =2mA*1k； - 2VVbq =R2R1 R212 RVcc Veq 0.7=2.7VR1 R2I bq = I cq / ： = 2mA / 60 = 33.3uA为了提高电路的稳定性，取流过电阻 R2上的电流l2 = 10Ibq 二 0.33mAVbq_ 2.7V120.33mA

27、取标称值R2=8.2kQ。VbbR2Vcc 则 R1 二(Vcc -1) R2 二 28.2 K'1根据公式R R2Vbq得R1=28.2K Q实际运用时R1取20kQ电阻与47k Q电位器串联，以便调整静态工作点。C1为基极旁路电容，可取C1=0.01uF。Cs=0.01uF输出耦合电容。2、调频电路设计调频电路由变容二极管Cj和耦合电容C5组成，R6和R7为变容二极管提供Vq =只7 Vcc静态时的反向偏置电压 Vq,R6 R7。R5为隔离电阻，为了减小调制信号Ui对Vq的影响，一般要求 R5远远大于R6和R7。C6和高频扼流圈ZL1对Ui 相当于短路，C7为滤波电容。变容二极管C

28、j通过C5部分接入振荡回路，有利于提高主振频率f0的稳定性，C5P =减小调制失真。变容二极管的接入系数C5 Cj，式中，Cj为变容二极管的结电容，它与外加电压的关系为Cj0Cj 二（1巴）UD（ Cj0为变容管0偏时结电容,Ud为其PN结内建电位差,丫为变容指数）变容二极管参数选择测变容二极管的Cj -V特性曲线，设置合适的静态工作点VQ 0本题给定变容二极管为2CC1C，并取变容管静态反向偏压VQ =4V ,由特性曲线可得变容管的 静态电容CjQ = 75pF °计算主振回路兀件值：C2、C3、C4、C5、L1C2、C3、C4、C5、Cj、Li组成并联谐振回路，其中 C3两端的电

29、压构成振荡 器的反馈电压，满足相位平衡条件。比值C2/ C3=F，决定反馈系数的大小，F 般取0.1250.5之间的值。为了减小晶体管极间电容对振荡器振荡频率的影响，C2、C3的值要大。如果C4取几十皮法，则C2、C3在几百皮法以上。- C5p 因接入系数C5 Cj，一般接入系数p :1，为减小振荡回路输出的高频电压对变容晶体管的影响，p值应取小，但p值过小又会使频偏达不到指标要求，C5 =pCj可以先取p=0.20.2* 751-0.2= 18.75 pF，取标称值C5=20pF（Vq=-4V 时 Cj =75pF）若取C4=20pF，电容C2、C3由反馈系数F及电路条件C2»C4、C3»C4决定,若取C2=330pF，由F= C2/ C3= 0.1250.5取C3=750pF