高频单片开关芯片设计多组开关稳压电源

1、. . . . 用高频单片开关芯片设计多组开关稳压电源1、  性能优异为便携式设备选择拓宽了新途径多年来，为设计多组开关稳压电源选择性能价格比较高的电源控制芯片，一直是制造业心想事成的问题，这是因为电源控制芯片不是引脚多调试繁多，就是引脚少了功能不理想。而TOPSwitchlI单片开关电源是美国PI(Power Integration)公司较新推出的高频开关电源芯片，它能将开关电源所必需的具有高压N沟道功率MOS场效应管、电压型PWM控制器、100kHz高频振荡器、高压启动偏置电路、基准电压、用于环路补偿的并联偏置调整器、误差放大器和故障保护功能块等全部集成在一起，是属引脚少(仅为3

2、线)功能强向的高频开关电源芯片。 它可广泛用于仪器仪表、笔记本电脑、VCD和DVD、电池充电器、功率放大器等领域，用它构成的开关电源具有重量轻、体积小、效率高、稳压围宽等优点，在电子电气、控制、计算机等许多领域的电子设备中得到了广泛的使用。为此本文将介绍应用TOP222Y高频单片开关电源控制芯片为核心的多组开关稳压电源设计方案。 2、多组(5组)开关电源设计方案 2.1以TOP222Y高频单片开关电源控制芯片为核心的电源组成图，见图1所示。TOP222Y为DC/DC变换器，其芯片引脚3、2、1分别与高频变压器输入与初级、输出次级与地、输出反馈等相连接。 

3、2.2电源电路拓扑为单端反激式 该电源电路拓扑为单端反激式，反激式则是指当功率开关管MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级线圈上；当MOSFET关断时，向次级输出电能。由于开关频率高达100KHz，使得高频变压器能够快速储存、释放能量，经高频整流滤波后即可获得连续输出。2.3电源单级滤波器作用220V交流进线端接入电磁滤波器(EMl)，为了减少体积和降低成本，单片开关电源一般采用简易式单级滤波器。L1用来滤除共模干扰，C1、C2用来滤除串模干扰。电源滤波器的作用：一方面是滤除由电网传来的杂波电压，净化输入电源，另一方面也阻止高频开关电源的振荡电压窜入电网干扰其它电器。2.

4、4整流与DC/DC变换器 市电经整流和电容滤波后，变成308V的直流电压供给TOP222Y器件，TOP222Y构成DC/DC变换器，它将输入的直流高压变成脉宽可调的高频脉冲电压，经高频变压器降压后再进行半波整流和滤波，变成所需要的直流电压输出。2.5瞬态电压抑制电路阻塞二极管D6与瞬态电压抑制器D5组成吸收电路，吸收功率器件在关断过程中由于变压器漏感产生的尖峰电压，当TOP222Y功率管导通时初极变压器的电压极性为上端为正，下端为负，使D6截止，钳位电路不起作用。在MOSFET截止的瞬间，初极变压器变成下端为正，上端为负，此时D6导通，尖峰电压就被D5吸收掉。2.6关于高频变压器与反

5、馈稳压电路高频变压器的次级有5个绕组，其中的13.2V/300mA绕组V1为主绕组控制TOP222Y器件的脉宽，即这一组输出电压为PWM稳压，由并联可编程稳压器TL431和光电耦合器PC817与分压电阻R4、R5完成取样反馈工作。当输出们电压升高时经R4、R5分压后得到取样电压与TL431中的带隙基准电压进行比较，使TL431阴极电位下降，使流过光电二极管工作电流If增大，再通过光耦PC817使控制端电流Ic增大，TOP222Y的输出占空比减小，使们电压下降。达到稳压的目的。 电阻R3为V1输出的最小负载，用于提高轻载时的电压调整率。当输出电压偏低时， R3的作用是给431提供电流偏

6、执通路。为避免刚接通电源时输出电压产生过冲现象，TL431的阴极与阳极之间并联一只软启动电容C12。其作用分析如下：刚上电时由于C12两端的压降不能突变，使得VKA=O，TL431不工作。随着整流滤波器的输出电压逐渐升高，光耦二极管(LED)上的电流就通过R2对C12充电，使C12上的电压不断升高，TL431逐渐转入正常工作状态。输出电压在延迟时间缓慢上升，最终达到13.2V稳定值。 2.7取样与反馈电阻的确定如何确定R2、R3、R4与R5的值。首先要搞清TOP管的控制特性。从TOPSwicth的技术手册可知流入控制脚C的电流Ic与占空比D成反比关系，如图2所示。可以看出Ic的电流应

7、在2-6mA之间，PWM会线性变化，因此PC817三极管的电流Ice也应在这个围变化。而Ice是受二极管电流If控制的，R1的取值要保证TOP控制端取得所需要的电流，假设用PC817，其CTR=Ic/IF=0.8-1.6，从TL431的技术参数知，Vka在2.5V-36V变化时，阴极工作电流IKA可以在从1mA到100mA以很大围里变化。当光偶CTR取低限0.8时，此进流过光二极管的最大电流，IFmax-=6/0.8=7.5mA，TL431阴极电压VkA=Vo-VF-( IFmax×R2)>2.5V，其中VF为光偶二极管的正向压降。VF典型值为1.2V。VkA=13.2-1.2

8、-7.5×R2>2.5VR2<1.3k(取R2=250) 431要求至少有1mA的工作电流，也就是R2的电流接近于零时，也要保证431有1mA，所以R3<=1.2V/1mA=1.2K(取R3=510即可)。R5的取值，R5的值不是任意取的，要考虑两个因素： * 431参考输入端的电流，一般此电流为2µA左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R5的电流为参考段电流的100倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200µA=12.5K*待机功耗的要求，如有此要求，在满足R512.5K的情况下尽量取大值。取R5=

9、10K。 确定了上面几个关系后，那R4电阻的值就好确定了。根据TL431的性能，R4、R5、Vo、Vr有固定的关系：Vo=(1+R4/R5)Vr(Vr=2.5V)由此可算出R4=43.k。3、开关电源电路主要参数的设计值此仅对各组输出功率之和、输出直流电压、最大占空比、初级电流有效值与峰值、初级绕组电感值旧与初次极绕组匝数等主要参数的计算作介绍。 3.1本电源总输出功率为各组输出功率之和：PO=13.2×0.3+13.2×0.2+28×0.05+2×13.2×0.1+12×0.006=10.71W(反馈绕组功率为1

10、2×0.006) 若电源总的效率为80，则电源输入的总功率应为： Pi=PO/80=10.7I/0.8=13.4W在宽围输入电压条件下，TOP222Y的最大输出功率为15W，能够满足本电路要求。3.2根据输入交流电压确定最小直流电压、最大直流电压假定交流输入电压的围是85V-265V，输入整流桥响应时间为tc=3mS，输入滤波电容C3取22uf，则对于宽围电压输入，输入电容选取(2-3)PO单位µF，即对于宽围电压输入，输入电容选取(2-3)Po单位µF，按比例系数(23) µ F/W来选取。当输入电容取33µF时(推存值)

11、，VMIN=94伏。 3.3确定最大占空比反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： 若将VOR取100V TOP漏-源电压UDS=10V则可算出DMAX=0.6反激电压VOR的选取不是任意的。对于宽围电压输入一般取135V，对于多路电源输出一般取100V。3.4计算初级电流有效值与峰值 单端反激式变换器初级工作方式分为两种：连续模式和继续模式其初级绕组电流波形如图3所示。KRP为电流脉动系数，利用KRP的数值可以定量地描述开关电源的工作模式，0.4<KRP<1.0时处于连续模式，KRP=1时

12、处于断续工作模式。KRP的值较小意味着更为连续的工作模式和相对较大的初级电感量，并且初级电流的峰值与有效值较小，因此可用功率较小的TOPSwitch芯片。设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，得出下式：1/2·(Ipl+Ip2)*DMAX*VMIN=Pi为了提高效率，降低功率损耗，减小集肤效应，我们采用连续工作模式：我们令Ip2=2Ip1这样就可以求出变换器的原边峰值电流Ip2：(0.5 Ip2+ Ip2)×0.6×77=2×13

13、.4 Ip2=0.387A TOP222Y极限电流最小值IL1MIN=0.45A，极限电流最大值IL1MAX=0.55A 原边峰值电流Ip2必须满足: 一次绕组脉动电流 一次绕组脉动电流旧与一次绕组峰值电流，Ip2的比值 一次绕组有效值电流 3.5确定初级绕组电感值一次绕组电感量：3.6确定初次极绕组匝数 选择E122磁芯作为磁芯选择依据(一般选择最大磁通密度Bm=0.2T-0.3T低于0.2T磁芯未被充分利用，高于0.3所用铁氧体材料可能发生饱和)，Bm选择0.25T(特斯拉)次级V2、V4、V5绕组匝数N2=N4=N5=N1=11匝 4、结束语由于TOP222Y高频单片

14、开关电源控制芯片引脚少，所以该多组开关电源性能调试方便简单，故障率少可靠性高。至于高频变压器的计算是没有唯一的答案的，在计算过程中需要考虑大量相互关联的设计变量，变量取值不同，其设计的结果就会有一些差异，有时理论算出的值与实际会有差异，需通过进一步调整才能满足兴实际要求。多路输出单端反激式开关电源设计引言随着现代科技的高速发展，功率器件的不断更新，PWM技术的发展日趋完善，开关电源正朝着短、小、轻、薄的方向发展。本文介绍了一种基于TOPSwith系列芯片设计的小功率多路输出ACDC开关电源的原理与设计方法。设计要求本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10 W。为了减少PCB的数量

15、和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。考虑10W的功率以与小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431与周围元件组成)与信号传递电路(由隔离光耦与电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下：输出最大功率：10W输入交流电压：85265V输出直流电压电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA纹波电压：120mV单端反激式开关电源的控

16、制原理所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。TOPSwitch-系列芯片选型与介绍TOPSwitch-系列芯片的漏极(D)与部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过部开关式高压电

17、源提供部偏置电流，并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与部并联稳压器连接，提供正常工作时的部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7 V，极限电压为9 V，控制端最大允许电流为100 mA。在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极。此时控制电压Vc进入滞后调节模式

18、，Vc端波形也变成幅度为4.7V5.7V的锯齿波若要重新启动电路，需断电后再接通电路开关，或者将Vc降至3.3V以下，再利用上电复位电路将部触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。采用TOPSwitch-系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以与输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知，输入电压为宽围输入，输出功率不大于10W，故选择TOP222G。电路设计本开关电源的原理图如图1所示。电源主电路为反激式，C1、L1、C2，接在交流电源进线端，用于滤除电网干扰，C5接在高压和地之间，用于滤除高

19、频变压器初、次级后和电容产生的共模干扰，在国际标准中被称为"Y电容"。C1跟C5都称作安全电容，但C1专门滤除电网线之间的串模干扰，被称为"X电容"。为承受可能从电网线窜入的电击，可在交流端并联一个标称电压u1mA为275V的压敏电阻VSR。鉴于在功率MOSFET关断的瞬间，高频变压器的漏感产生尖峰电压UL，另外，在原边上会产生感应反向电动势UOR，二者叠加在直流输入电压上。典型的情况下，交流输入电压经整流桥整流后，其最高电压UImax=380V，UL165V，UOR=135V，贝UOR+UL+UOR680V。这就要求功率MOSFET至少能承受700V的

20、高压，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖峰电压，保护TOP222G中的功率MOSFET。本电源的钳位电路由D2、D3组成。其中D2为瞬态电压抑制器(TVS)P6KE200，D3为超快恢复二极管UF4005。当MOSFET导通时，原边电压上端为正，下端为负，使得D3截止，钳位电路不起作用。在MOSFET截止瞬间，原边电压变为下端为正，上端为负，此时D1导通，电压被限制在200V左右。输出环节设计以+5V输出环节为例，次级线圈上的高频电压经过UF5401型100V3A的超快恢复二极管D7，由于+5V输出功率相对较大，于是增加了后级LC滤波器，以减少输出纹波电压。滤波电感L2选用被称作&quo

21、t;磁珠"的3.3H穿心电感，可滤除D7在反向恢复过程中产生的开关噪声。对于其他两路输出，只需在输出端分别加上滤波电容。其中R3、R4分别为输出的假负载，它们能降低各自输出端的空载和轻载电压。反馈环节设计反馈同路主要由PC817和TL431与若干电容、电阻构成。其中U2为TL431，它为可调试精密并联稳压器，利用电阻R5、R6分压获得基准电压值。通过调节R5、R6的值可以调节输出电压的稳压值。C8为TL431的频率补偿电容，可以提高TL43l的瞬态频率响应。C7为软启动电容，取C7=22F时可增加4ms的软启动时间，在加上TOP222G本身已有的10ms软启动时间，则总共为14ms。

22、U3为PC817型线性光耦合器，其电流传输比(CTR)围为80160，能够较好地满足反馈回路的设计要求，而目前国常用的4N25、4N26属于非线性光耦合器，不宜采用。反馈绕组上产生的电压经D4、C9整流滤波，获得非隔离式+12V输出，为PC817接收管的集电极供电。由于反馈绕组输出电流较小，次级采用D4硅高速开关管1N4148。光耦PC817能将+5V输出与电网隔离，其发射极电流送至TOP222G的控制端，用来调节占空比。C3为控制端旁路电容，它能对控制回路进行补偿并设定自动重启频率。当C3=47F时，自动重启频率为1.2Hz，即每隔0.83s检测一次调节失控故障是否已经被排除，若确认已被排除

23、，就自动重启开关电源恢复正常工作。R2为PC817中LED的外部限流电阻。实际上除了限流保护作用外，他对控制回路的增益也具有重要影响。当R2改变时，会依次影响到下列参数值：IFICDUO，也就相当于改变了控制回路的电流放大倍数。下面简要分析一下反馈回路实现稳压的工作原理。当输出电压UO发生波动且变化量为UO时，通过取样电阻R5、R6分压后，就使TL431的输出电压UK也产生相应的变化，进而使PC817中LED的工作电流IF改变，最后通过控制端电流IC的变化量来调节占空比D，使UO产生相反的变化，从而抵消UO的波动。上述稳压过程可归纳为： UO UK IF IC D UO最终使UO不变。其余各路

24、输出未加反馈，输出电压均由高频变压器的匝数来确定。变压器设计变压器的设计是整个电源设计的关键，它的好坏直接影响电源性能。磁芯与骨架的确定由于本文选用漆包线绕制，而且EE型磁芯的价格低廉，磁损耗低且适应性强，故选择EE22，其磁芯长度A=22mm。从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁芯有效横截面积SJ=0.41cm2，有效磁路长度1=3.96cm，磁芯等效电感AL=2.4H匝2，骨架宽度b=8.43mm。确定最大占空比Dmax根据公式：其中，UOR=135V，直流输入最小电压值UImin=90V，MOSFET的漏-源导通电压UDS(ON)=10V，代入上式得：Dmax=64.3，接近典型值67。D

25、max随着输入电压的升高而减小。计算初级线圈中的电流输入电流的平均值IAVG为初级峰值电流IP为： 其中，KRP为初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值，当电压为宽围输入时，可取0.9。将Dmax=64.3代入得，IP=0.518A。 确定初级绕组电感LP其中，损耗分配系数Z=0.5，IP=0.518A，KRP=0.4，PO=10W，代入得：LP1265H。 确定绕组绕制方法并计算各绕组的匝数初级绕组的匝数NP可以通过下式计算：其中，磁芯截面积SJ=0.41cm2，磁芯最大磁通密度BM=60，IP=0.518A，LP1265H，代入可得NP=26.6，实取30匝。 次级绕组采用堆叠式绕法，这也是变压器生产厂家经常采用的方法，其特点是由5V绕组给12V绕组提供部分匝数，而24V绕组中则包含了5V、12V的绕组和新增加的匝数。堆叠式绕法技术先进，不仅可以节省导线，减小线圈体积，还可以增加绕组之间的互感量，加强耦合程度。以本电源为例，当5V输出满载而12V和24V输出轻载时，由于5V绕组兼作12V、24V绕组的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使12V、24V输出电路中的滤波电容被尖峰电