基于MSPWM的大功率宽频带低失真逆变器

1、基于MSPWM 的大功率宽频带低失真逆变器陈增禄1,温宗周2,钱慧芳2,丁学文2(1.西安交通大学,西安 710049; 2.西安工程科技学院,西安 710048摘要:针对单相大功率宽频带低失真逆变器这一特殊要求,介绍了SP WM 多重化(M SPWM 技术。调制频率在3Hz5kHz 的宽频带内,可使输出总谐波失真小于1%,单元容量可达4kVA 。使用二次多重化方法,可使总容量增大时的同时减小谐波失真。给出了仿真和实验结果。关键词:逆变器;谐波;失真/多重化正弦脉宽调制中图分类号:T M 464 文献标识码:A 文章编号:1000-100X(200205-0022-03A S ingle ph

2、ase Power Inverter with Wide bandand Low distortion Based on MSPWMCH EN Zeng lu 1,WEN Zong zhou 2,Q IAN H ui fang 2,DING Xue w en 2(1.X i an Jiaotong Univer sity ,Xi an 710049,China;2.X i an I nstitute of Science and technology ,Xi an 710048,ChinaAbstract:Aiming at the single phase pow er inver ter

3、with w ide band and low distor tion,the multiple SPWM (M SP WM technique is introduced.When the modulating frequency is in the range of 3Hz to 5kHz and the output total har monic distortio n of a 4kV A device is less than one percent.U sing a furt her multiple method the total capacity of the device

4、 can be incr eased and the distortio n is decr eased at the same time.Simulation and ex periment results are give in this paper.Keywords:inverter;Harmonic;Distor tion;M SPWM1 引 言所述单相大功率宽频带低失真逆变器主要是针对电动振动实验台驱动电源设计的。其性能要求比较特殊: 容量大,可达几个kVA 至数百kVA 不等;!输出频率范围宽,其随机频谱可达3H z5kHz 左右;失真小,要求其总谐波失真小于1%等。要实现上述技术

5、指标,存在技术难度: 减小SPWM 输出谐波失真最有效的办法是提高载波比,即提高载波频率。当调制频率达5kHz 时,即使载波频率为100kH z,其载波比亦只有20(26dB。对于较大功率的开关电路,即使采用MOSFET ,其开关频率也不宜大于100kHz;!电力电子开关器件的损耗几乎与开关频率成正比。随着容量的增大,器件适宜工作的频率范围会降低。为了提高整机效率,其开关频率不宜过高;输出直流漂移的实时补偿;#逆变器直流母线电压300H z 脉动分量实时补基金项目:陕西省教育委员会重点科研资助项目(99JK 160收稿日期:2002-04-11定稿日期:2002-06-29作者简介:陈增禄(1

6、957-,男,山西人,副教授,研究方向为SPWM 多重化技术及其在高频大功率低失真逆变电源中的应用。偿。针对上述前两个问题,提出了一种称为SPWM 多重化(简记为M SPWM 的具体解决方案;并给出了仿真和试验结果。2 SPWM 多重化(MSPWM多重化技术在相关报道中主要用于有源电力滤波器或大功率工频变流器中1,2。文中将多重化的思想应用于SPWM 中,称其为SPWM 多重化(M SPWM ,用来解决大功率宽频带低失真这一难题。MSPWM 的基本思路是:每个单元装置内包含n 个相对独立的SPWM 逆变桥,各桥的三角载波相位依次滞后1/n 周期,同一正弦调制信号分别对n 个三角载波进行调制;每

7、个桥臂波频率都较低(f c ,n 个桥的输出相复合后最终输出为2n +1个电平的SPWM 波形,其等效载频f ec 为f c 的n 倍;在等效载频f ec =nf c 上的纹波电压幅值只有单桥f c 载频上纹波电压幅值的1/n 。M SPWM 开关点计算要复杂得多,n 个桥的调制信号并不是简单的重复。图1为单相M SPWM 示例。图中载波频率f c=50kHz,调制频率f m =5kHz,调制比M =0.8,单元内重数n =4。图1a 为MSPWM 单元装置结构示意图,图1b 示出了一个自然采样的4重化SP WM 波形例,其中1为5kH z 调制波,2为多重化复合后的五电平SPWM 波形及其基

8、波波形,36为22第36卷第5期2002年10月 电力电子技术Po wer ElectronicsVo l.36,No.5October,2002多重化复合之前的四路SPWM 波形。(a单元装置结构示意图(b四重化SPW M 波形图1 单相M SPWM 示例3 二次多重化当开关频率较高时,开关器件的容量较小;如果单元装置的容量较大,则要求增大多重化数n ;这将使得单元装置的结构过于复杂。二次多重化是指将单元装置做成标准化结构,例如n =4;当装置的容量要求较大时,将m 个单元装置进行二次复合(串联或并联;其技术要点是,m 个单元装置结构完全相同,但其三角载波依次错开1/m n 个载波周期,使得

9、最终输出为一个标准的mn 多重化SPWM 波形。二次多重化的技术难点在于,各单元装置的控制单片机的时钟之间要求严格同步;以保证mn 个三角载波保持设定的相位,防止时钟频率的漂移在输出端产生低频拍频。单片机的时钟频率一般在10MHz 以上,要保证多装置间的时钟严格同步是一个专门的课题,此处不再赘述。图2为单相二次多重化示意图,图中载波频率f c =50kHz,调制频率f m =5kH z,调制比M =0.8,单元内重数n =4,单元重数m =2。图2a 为二次多重化结构示意图,图2b 为二次多重化波形例,其中,1为5kHz 调制波,2为二次多重化复合后的九电平SPWM 波形,36为多重化复合之前

10、1号单元装置的四路SPWM 波形,710为多重化复合之前2号单元装置的四路SPWM 波形。显然,即使在单桥载波比D 很小的情况下,只要m n 足够大,也可以使复合后的等效载波比mnD 足够大,很容易设计滤波器使得最终输出中的谐波 失真很小。(a二次多重化结构示意图(b单相二次多重化波形图2 二次多重化示例4 谐波失真分析对SPWM 信号进行谐波分析,可采用理论分析3,4或者计算机仿真5的方法。当调制信号频谱在3Hz5kHz 大范围内分布时,考虑滤波器设计和单片机处理速度的限制,采用异步调制方式是必然的。文中采用MATLAB 编程仿真,对M SPWM 输出波形进行Fourier 频谱分析。仿真条

11、件为:三角载波频率f c =50kHz;自然采样;调制频率在f m =0.25kHz 之间分别选取若干个同步调制点和非同步调制点,调制比为M =0.8;重数选为n =4,m =1,等效载频f e c =mnf m =200kHz 。调制频率f m 在1kHz 及其以上时每个载波周期内计算1000个时间点,在1kHz 以下时每个载波周期内计算500个时间点。输出波形见图1。计算结果分别示于图3和图4。其中图3a 和图3b 为f m =5305.16Hz 时的谐波分布图,图3c 和图3d 为f m =500Hz 时的谐波分布图。图4为基波23基于M SP WM 的大功率宽频带低失真逆变器以及总谐波

12、畸变TH D 关于调制频率f m 的函数分布,其中2为基波含量,4为一次等效载波边带频率(300kH z以内的总谐波畸变,3为二次等效载波边带频率(500kHz以内的总谐波畸变。 图3 M SPWM波形谐波频谱分布例 图4 基波以及总谐波畸变与f m 分布的关系由图4曲线2,3,4容易看出: 当等效载波比足够大时,基波及总谐波畸变几乎与调制频率f m 无关,亦几乎与同步调制或异步调制无关;!总谐波畸变主要集中在一次等效载波边带频率(300kHz以内。为了有效滤除谐波分量,且尽量不影响调制输出频率分量,滤波器的特征频率应大约选在最高调制频率与等效载波频率的几何中点上。文中选用典型的二阶LC 滤波

13、器,自然谐振频率为25kHz;考虑具体的负载特性,阻尼比选为0.5。图1b 中同时示出了M SPWM 波形经滤波后的波形。滤波后,图3b 和图3d 分别与图3a 和图3c 相对应,图4曲线(6和(5分别与(4和(3相对应,图4(1为滤波后的调制输出基波分量。滤波前后进行比较可知: 总谐波畸变完全集中在一次等效载波边带频率(300kHz以内,即高次等效载波及其边带的谐波几乎被全部滤除;!总谐波畸变衰减了大约50多倍,即只要f e c 足够高,且适当设计滤波器,谐波很容易被滤除;在高频段,由于滤波器欠阻尼,基波分量被抬高,这用以适当补偿高频时负载电流在内阻抗上的压降。显然,二次多重化数m 越多,系

14、统容量越大,同时等效载频f e c =m nf c 亦自然越高,相应的高次谐波更容易被滤除。图4中的曲线(5和(6已被放大20倍。5 实验结果图5为滤波前和滤波后的输出电压实验波形,中图5a f m =5Hz,图5b f m =4kHz,M 0.85,载波频率f c =66.7kH z,单元内重数n =4,直流母线电压约为200V。图5 实验波形6 结 论(1所介绍的MSPWM 方法,可以降低器件开关频率,同时提高等效载频;有利于减小输出谐波失真,增大系统容量;(2所提出的以时钟同步为前提的二次多重化(下转第4页24 (an =1000r/min %n =-1000r/min (bn =165

15、0r/min %n =-1650r/min图4 正、反转时,(1转速和定子电流转矩分量波形;(2 转速和定子磁链波形(an =1000r/min (bn =1650r/min图5 突加负载时,(1转速和定子电流转矩分量波形(2转速和定子磁链波形7 结 论(1在定子磁场定向模型中,磁路非线性不直接影响定子磁链变化率,而是通过定子电流间接产生影响。因此,计算定子磁链时,无须另外考虑磁路非线性的影响,系统结构简单。(2通过定子直轴电势和转差分别控制定子磁链幅值和定子电流转矩分量变化率,并构成闭环控制有效地抑制磁路非线性的影响。(3合理地选择定子电流转矩分量调节器的输出限幅,使系统快速平稳地起、制动。

16、(4将控制系统对电机参数的直接依赖性降低到最低程度,系统控制器仅与定子电阻有关。如何克服定子电阻变化的影响,有待于进一步研究。参考文献:1L eonhard W.Co ntrol of Electr ical Dr ivesM .2nd Com pletely R evised and Enlar ged Edition,Springer V erlag:1996:262277.2Baba A.Losses M inimization of a Field oriented Con trolled Induction M achine by Flux Optimization Account

17、ing for M agnetic Saturation C.Proc.IEEE I EM DC 97,M D1-2,1997:13.3Levi E,Sokola M.A Novel Saturation A daptive Rotor F lux Estimator fo r Rotor Flux O riented Induction M a chinesC.Proc.EPE 97,1997(1:518523.4M asaru Ohta,etc.T he Effect of Circuit Parameters on O ptimized F lux Control of Deadbeat

18、 Flux L evel Con trolled Dir ect Field Oriented I nduction M otor usingA daptive F lux Observ erC.P roc.IP EC 95,1995(1:8186.5Xie Hongming,Ruan Yi,Chen Boshi.Stator F lux O ri ented Continuous Control of T orque in Induction M otors J.Journal of Shanghai University,2000,4(1:4953.(上接第24页方法使得增大系统容量的同时,相应的谐波畸变反而更容易被滤除,有利于装置的标准化和大容量;(3大量的仿真及实验结果均较为理想。在要求大功率高频低失真输出的逆变器中,所述方法具有普遍性意义。参考文献:1Akag i H,T sukamoto Y,Nabae A.Analysi s and Desig n of an Active P ower F ilter Using Quad ser ies V oltage source PWM Inverter sJ.I EEE T rans.on Ind.Appl,1990,26(1:9