转速电流双闭环不可逆直流调速系统

1、沈阳工程学院课程设计摘 要 直流电机传统的调速方法调节精度低、能源利用率低、调速不稳定、可控性较差；而脉宽调制（PWM）直流调速技术，具有调速精度高、响应速度快、调速范围宽和损耗低等特点，不仅实现了对电机速度的实时调节，而且还体现了节约能源，经济实用的特点。 本文介绍了美国德州仪器（TI）公司的超低功耗16位单片机MSP430F2619。基于MSP430F2619设计一直流电机双闭环PWM调速系统，由测速发电机检测直流电机转速构成速度反馈，利用整流桥构成电流反馈。MSP430F2619完成转速、电流双闭环PI控制器的数字控制，且单片机的定时器生成PWM波，经功率驱动芯片放大后控制直流电机的电枢

2、电压进行平滑调速。从而实现了控制系统简单、调速性能可靠。 关键词： MSP430，直流电机，PWM调速，双闭环控制器I目 录摘 要I1引 言11.1 直流电机调速技术的发展11.2 PWM调速技术12研究课题的目的和意义23设计要求33.1给定条件33.2技术要求34系统总体方案设计44.1双闭环调速系统的结构图44.2直流双闭环系统的原理44.3双闭环调速系统优点44.4转速电流双闭环直流控制系统64.5 PWM变换器介绍85电路设计125.1 PWM（双极性）主电路设计125.2双闭环调节器电路设计126系统参数计算136.1 电流调节器的设计136.2 转速调节器的设计15总结20参考文

3、献21 III沈阳工程学院课程设计1引 言 三十多年来，随着电力电子技术的不断进步,直流电机调速控制经历了重大的变革。首先实现了整流器的更新换代，以晶闸管整流装置取代了习用已久的直流发电机电动机组及水银整流装置使直流电气传动完成了一次大的跃进。同时，随着计算机技术与现代控制理论的发展，控制电路向高集成化、小型化、高可靠性及低成本方向发展。在全控型电力电子器件问世后，基于脉宽调制的高频开关控制的直流脉宽调速系统（PWM调速系统）的应用，不仅使直流调速系统的性能指标大幅提高，应用范围不断扩大，而且使直流调速技术不断发展，走向成熟化、完善化、系列化、标准化。近几年来，随着单片机成本的降低，以单片机为

4、控制核心的PWM 调速系统越来越多，其特点是通过程序产生控制脉冲，电路简单；开关频率高，电流连续，谐波少；低速性能好,稳速精度高，调速范围宽。 1.1 直流电机调速技术的发展 直流电动机调速系统最早采用恒定直流电压给直流电动机供电，通过改变电枢回路中的电阻来实现调速。这种方法简单易行、设备制造方便、价格低廉；但缺点是效率低、机械特性软，不能得到较宽和平滑的调速性能。该法只适用在一些小功率且调速范围要求不大的场合。 30年代末期，发电机-电动机系统的出现才使调速性能优异的直流电动机得到广泛应用。这种控制方法可获得较宽的调速范围、较小的转速变化率和平滑的调速性能。但此方法的主要缺点是系统重量大、占

5、地多、效率低及维修困难。 近年来，随着电力电子技术的迅速发展，由晶闸管变流器供电的直流电动机调速系统已取代了发电机-电动机调速系统，它的调速性能远远超过了发电机-电动机调速系统。特别是大规模集成电路技术以及计算机技术的飞速发展，使直流电动机调速系统的精度、动态性能、可靠性有了更大的提高。如今，电力电子技术中大功率器件（IGBT等）的发展正在取代晶闸管，出现了性能更好的直流调速系统12。 1.2 PWM调速技术 直流电机调速系统中应用最广的一种调速方法是：改变电枢电压调速。而传统的改变电压方法是在电枢回路中串联一个电阻，通过调节电阻值大小改变电枢电压, 达到调速的目的, 这种方法效率低、平滑度差

6、，且转速越慢, 能耗越大，因而经济效益低。 随着电力电子的发展, 出现了许多新的电枢电压控制方法。如: 由交流电源供电, 使用晶闸管整流器进行相控调压；脉宽调制(PWM)调压等。这些调压调速法具 有平滑度高、能耗少、精度高等优点, 在工业生产中广泛使用, 其中PWM的应用更为广泛。 脉宽调制(PWM)调压34的基本原理是：利用一个固定的频率来控制电源的接通或断开, 并通过改变一个周期内电源的接通和断开时间的长短,即用改变电机电枢（定子）电压的接通和断开的时间比(占空比)来改变平均电压的大小，从而控制电机的转速。 在脉宽调速系统中,当电机通电时,其速度增加；电机断电时,其速度降低。只要按照定的规

7、律改变通、断电的时间,即可使电机的速度达到并保持一稳定值，从而控制电动机的转速。因此，PWM又被称为开关驱动装置2研究课题的目的和意义而在众多PWM变换器实现方法中，又以H型PWM变换器更为多见。这种电路具备电流连续、电动机四象限运行、无摩擦死区、低速平稳性好等优点。因此，本次设计以H型PWM直流控制器为主要研究对象。要研究PWM调速方法，不能不提到微电子技术、电力电子技术和微机控制技术，没有这些技术的支持，我们就只能还是在走前人的老路，被模拟、人工控制的思维所禁锢。在电动机转速控制领域，如果不能有效的引用这些技术，我们很难有所突破，发现问题，进而有所进步。 PWM控制技术一般可分为三大类，即

8、正弦PWM、优化PWM及随机PWM，从实现方法上来看，大致有模拟式和数字式两种，而数字式中又包括硬件、软件或查表等几种实现方式，从控制特性来看主要可分为两种：开环式（电压或磁通控制型）和闭环式（电流或磁控型）。 随着计算机设计技术的不断进步，数字化PWM已逐步取代模拟式PWM，成为电力电子装置共用的核心技术。交流电机调速性能的不断提高在很大程度上是由于PWM技术的不断进步。目前广泛应用的是在规则采样PWM的基础上发展起来的准优化PWM法，即三次谐波叠加法和电压空间矢量PWM法，这两种方法具有计算简单、实时控制容易的特点。 1.2 选择PWM控制系统的理由 自从全控型电力电子器件问世以后，就出现

9、了采用全控型的开关功率元件进行脉宽调制的控制方式，形成了脉宽调制变换器-直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，或直流PWM调速系统4。PWM系统在很多方面有较大的优越性： （1）主电路线路非常简单，需要用到的功率器件比较少。 （2）开关频率比较高，电机损耗及发热都比较少，电流很容易连续，并且谐波少。 （3）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗比较小，装置效率比较高。 （4）低速性能比较好，调速范围比较宽，稳速精度比较高。 （5）若与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应比较快，动态抗干扰能力强。 （6）直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。 由于有上述优点，直流PWM调

10、速系统的应用日益广泛，特别是在中、小容量的高动态性能系统中，已经完全取代了其他调速系统，这是我们选取它作为研究对象的重要原因3设计要求3.1给定条件（1） 电机参数型号P(对)Z2-91-21795.522060059.01 （2）折合到电机轴上的总飞轮矩 (3）电枢电阻估算：，3.2技术要求（1） 稳态指标：无静差（2）动态指标:电流超调量，启动到额定转速时的超调量（按饱和方式算）（3）要求以转速，电流双闭环形式作为控制方案（4）要求主电路采用晶闸管整流电路 ，采用单相桥式全控整流电路； ，采用三相半波可控整流电路； ，采用三相桥式全控整流电路。（5）要求电流检测选用交流互感器，经整流后输出

11、电压作为反馈信号（6）转速反馈信号也经过整流以确保极性 (7)PI调节器没有备用微分反馈电路4系统总体方案设计4.1双闭环调速系统的结构图直流双闭环调速系统的结构图如图4.1所示，转速调节器与电流调节器串极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。 图 4.1双闭环调速系统的结构图4.2直流双闭环系统的原理 ASR（速度调节器）根据速度指令Un*和速度反馈Un的偏差进行调节，其输出是电

12、流指令的给定信号Ui*（对于直流电动机来说，控制电枢电流就是控制电磁转矩，相应的可以调速）。 ACR(电流调节器)根据Ui*和电流反馈Ui的偏差进行调节，其输出是UPE（功率变换器件的）的控制信号Uc。进而调节UPE的输出，即电机的电枢电压，由于转速不能突变，电枢电压改变后，电枢电流跟着发生变化，相应的电磁转矩也跟着变化，由Te-TL=Jdn/dt，只要Te与TL不相等转速会相应的变化。整个过程到电枢电流产生的转矩与负载转矩达到平衡，转速不变后，达到稳定。4.3双闭环调速系统优点 一般来说，我们总希望在最大电流受限制的情况下，尽量发挥直流电动机的过载能力，使电力拖动控制系统以尽可能大的加速度起

13、动，达到稳态转速后，电流应快速下降，保证输出转矩与负载转矩平衡，进入稳定运行状态1。这种理想的起动过程如图4.1为实现在约束条件快速起动，关键是要有一个使电流保持在最大值的恒流过程。根据反馈控制规律，要控制某个量，只要引入这个量的负反馈。因此采用电流负反馈控制过程，起动过程中，电动机转速快速上升，而要保持电流恒定，只需电流负反馈；稳定运行过程中，要求转矩保持平衡，需使转速保持恒定，应以转速负反馈为主。采用转速、电流双闭环控制系统。如图4.3。 图4.2理想启动过程 参考双闭环的结构图和一些电力电子的知识，采用机理分析法可以得到双闭环系统的动态结构图如图2.4所示。 图4.3双闭环直流调速系统动

14、态结构图4.4转速电流双闭环直流控制系统（a） 带电流截止负反馈的单闭环调速系统 （b）理想的快速启动过程 图4.4直流调速系统的电流，转速启动特性曲线 双闭环控制的一个重要目的就是要获得接近于理想的起动过程，因此在分析双闭环调速系统的动态性能时，有必要先探讨它的起动过程。双闭环调速系统在突加给定电压Un*由静止状态起动时，转速和电流的过渡过程如图4.4所示。由于在起动过程中转速调节器ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三个阶段，整个过渡过程也就分为三个阶段，在图中表以、和。 第阶段：0t1是电流上升阶段。突加给定电压Un*后，通过两个调节器的控制作用，使Uct、Udo、Id都上升，当IdIdl后

15、，电动机开始转动。由于电机惯性的作用，转速的增长不会太快，因而ASR的输入偏差电压Un=Un*Un数值较大并使其输出达到饱和值U*im，强迫电流Id迅速上升。当Id=Idm时，UiU*im，电流调节器ACR的作用使Id不再迅速增加，标志着这一阶段的结束。在这一阶段中，ASR由不饱和很快达到饱和，而ACR一般应该不饱和，以保证电流环的调节作用。 第阶段：t1t2是恒流加速阶段。这一阶段是起动过程的主要阶段。在这个阶段中，ASR一直是饱和的，转速环相当于开环状态，系统表现为在恒流给定U*im作用下的电流调节系统，基本上保持电流Id恒定（电流可能超调，也可能不超调，取决于ACR的参数），因而拖动系统

16、的加速度恒定，转速呈线性增加。又Ud0=RdId+Cn，nUd0Uct，这样才能保持Id=cont。由于ACR是PI调节器，要使它的输出量按线性增长，其输入偏差电压Ui=U*i-Ui必须维持一定的恒值，也就是说，Id应略低于Idm。此外还应指出，为了保证电流环的这种调节作用，在起动过程中电流调节器是不能饱和的，同时整流装置的最大电流Ud0m也须留有余地，即晶闸管装置也不应饱和，这都是设计中必须注意的。 第阶段：t2以后是转速调节阶段。此时n=n*，Un=U*n，Un=0，但由于积分作用，U*i=U*im，所以电动机仍在最大电流下加速，必然使转速必超调。当n>n*时，Un<0，使AS

17、R退出饱和状态，其输出电压即ACR的给定电压U*i迅速下降，Id也迅速下降。但由于Id>Idl，在一段时间内，转速仍继续增加。当Id= Idl时，T =TL,n达到最大值（t3时刻）。此后，电动机在负载的阻力下减速，与此相应，电流Id也出现一段小与IdL的过程，直到稳定。在这最后的转速调节阶段内，ASR与ACR都不饱和，同时起调节作用。由于转速调节在外环，ASR处于主导地位，而ACR的作用则是力图使Id尽快地跟随ASR的输出量U*i，或者说，电流内环是一个电流随动子系统。综上所述，双闭环调速系统的起动过程有三个特点：1 饱和非线性。在不同情况下表现为不同结构的线性系统。2 准时间最优控制

18、。阶段属于电流受限制条件下的最短时间控制。采用饱和非线性 控制方法实现准时间最优控制是一种很有使用价值的控制策略，在各种多环系统中普遍地得到应用。3 转速必超调。按照PI调节器的特性，只有转速超调，ASR的输入偏差电压Un为负值，才能使ASR退饱和。这就是说，采用PI调节器的双闭环调速系统的转速必超调。4.5 PWM变换器介绍 脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。PWM变换器有不可逆和可逆两类，可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种电路。下面分别对各种形式的PWM变换器做一下简单的介绍和分析。 不可逆PWM变换器分为无制动作用和有制动作用两种。图4.5（a）所

19、示为无制动作用的简单不可逆PWM变换器主电路原理图，其开关器件采用全控型的电力电子器件。电源电压Us一般由交流电网经不可控整流电路提供。电容C的作用是滤波，二极管VD在电力晶体管VT关断时为电动机电枢回路提供释放电储能的续流回路。图（a）原理图图（b）电流电压波形图 图4.5简单的不可逆PWM变换电路 电力晶体管VT的基极由频率为f，其脉冲宽度可调的脉冲电压Ub驱动。在一个开关期T内，当0tton时，Ub为正，VT饱和导通，电源电压通过VT加到电动机电枢两端；当tontT时，Ub为负，VT截止，电枢失去电源，经二极管VD续流。电动机电枢两端的平均电压为Ud= Uston/T=Us式中，=Ud/

20、U5=tonTPWM电压的占空比，称负载电压系数。ton的变化范围在01之间，改变，即可以实现对电动机转速的调节。图4.5（b）时电动机电枢的脉冲端电压ud、平均电压ud和电枢电流id的波型。由图可见，电流是id脉动的，其平均值等于负载电流Idl=TL/Cm（TL负载转矩，Cm直流电动机在额定磁通下的转矩电流比）。由于VT在一个周期内具有开关两种状态，电路电压平衡方程式也分为两阶段，即在0tton期间U5=Rid+Ldid/dt+E在tontT期间0=Rid+Ldid/dt+E式中，R，L电动机电枢回路的总电阻和总电感；E电动机的反电动势。PWM调速系统的开关频率都较高，至少是14kHz，因此

21、电流的脉动幅值不会很大，再影响到转速n和反电动势E的波动就更小，在分析时可以忽略不计，视n和E为恒值。 这种简单不可逆PWM电路中电动机的电枢电流iD不能反向，因此系统没有制动作用，只能做单向限运行，这种电路又称为“受限式”不可逆PWM电路。这种PWM调速系统，空载或轻载下可能出现电流断续现象，系统的静、动态性能均差。图4.5(a)动作用的不可逆PWM变换电路，该电路设置了两个电力晶体管VT1和VT2，形成两者交替开关的电路，提供了反向电流的-id通路。这种电路组成的PWM调速系统可在第I、II两个象限中运行。VT1和VT2的基极驱动信号电压大小相等，极性相反，即Ub=-Ub2。当电动机工作在

22、电动状态时，在一个周期内平均电流就为正值，电流id分为两段变化。 在0tton期间，Ub1为正，VT1饱和导通；Ub2为负，VT2截止。此时，电源电压U5加到电动机电枢两端，电流id沿图中的回路1流通。在tontT期，Ub1和Ub2改变极性，VT1截止，原方向的电流id沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降给VT2施加反压，使VT2不可能导通。因此，电动机工作在电动状态时，一般情况下实际上是电力晶体管VT1和续流二极管VD2交替导通，而VT2则始终不导通，其电压、电流波型如图4.6（b）所示，与图4.3没有VT2的情况完全一样。如果电动机在电动运行中要降低转速，可将控制电压减小，使

23、Ub1的正脉冲变窄，负脉冲变宽，从而使电动机电枢两端的平均电压Ud降低。但是由于惯性，电动机的转速n和反电动势E来不及立刻变化，因而出现Ud<E的情况。这时电力晶体管VT2能在电动机制动中起作用。在tontT期间，VT2在正的Ub2和反电动势E的作用下饱和导通，由E-Ud产生的反向电流-id沿回路3通过VT2流通，产生能耗制动，一部分能量消耗在回路电阻上，一部分转化为磁场能存储在回路电感中，直到t=T为止。在Ttton（也就是0tton）期间，因Ub2变负，VT2截止，-id只能沿回路4经二极管VD1续流，对电源回馈制动，同时在VD1上产生的压降使VT1承受反压而不能导通。在整个制动状态

24、中，VT2和VD1轮流导通，VT1始终截止，此时电动机处于发电状态，电压和电流波型图4.6（c）。反向电流的制动作用使电动机转速下降，直到新的稳态。 图4.6有制动的不可逆PWM变换电路 这种电路构成的调速系统还存在一种特殊情况，即在电动机的轻载电动状态中，负载电流很小，在VT1关断后（即tontT期间）沿回路2径VD2的续流电流id很快衰减到零，如在图2.7（d）中的tonT期间的t2时刻。这时VD2两端的压降也降为零，而此时由于Ub2为正，使VT2得以导通，反电动势E经VT2沿回路3流过反向电流-id，产生局部时间的能耗制动作用。到了0tton期间，VT2关断，-id又沿回路4经VD1续流

25、，到t=t4时-id衰减到零，VT1在Ub1作用下因不存在而反压而导通，电枢电流次改变方向为-id沿回路经VT1流通。在一个开关周期内，VT1、VD1、VT2、VD1四个电力电子开关器件轮流导通，其电流波形示图4.6（d）。 综上所述，具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的调速系统，电动机电枢回路中的电流始终是连续的；而且，由于电流可以反向，系统可以实现二象限运行，有较好的静、动态性能。可逆PWM变换器主电路的结构形式有T型和H型两种，其基本电路如图4.7所示，图中4.7（a）WM变换.器电路，（b）为H型PWM变换器电路。 图4.7可逆PWM变换电路 T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续

26、流二极管组成，所用元件少，线路简单，构成系统时便于引出反馈，适用于作为电压低于50V的电动机的可控电压源；但是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半。H型电路是实际上广泛应用的可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件（以下以电力晶体管为例）和四个续流二极管组成的桥式电路，这种电路只需要单极性电源，所需电力电子器件的耐压相对较低，但是构成调速系统的电动机电枢两端浮地。5电路设计5.1 PWM（双极性）主电路设计H型变换器电路在控制方式上分为双极式、单极式和受限单极式三种。PWM逆变器的直流电

27、源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容C0滤波，以获得恒定的直流电压Us。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这时电容器两端电压升高称作“泵升电压”。为了限制泵升电压，用镇流电阻Rz消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通VTz。5.2双闭环调节器电路设计为了实现闭环控制，必须对被控量进行采样，然后与给定值比较，决定调节器的输出，反馈的关键是对被控量进行采样与测量。由于电流检测中常常含有交流分量，为使其不影响调节器的输入，需加低通滤波。此滤波环节传递函数可用一阶惯性环节表示，由初始条件知滤波时间常数Toi=0.002s，以滤平电流检测信

28、号为准。为了平衡反馈信号的延迟，在给定通道上加入同样的给定滤波环节，使二者在时间上配合恰当。 图5.1给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器6系统参数计算6.1 电流调节器的设计(1) 确定时间常数 整流装置滞后时间常数Ts。即单相桥式电路的平均失控时间 Ts=0.005s。 2) 电流滤波时间常数Toi。 3)电流环小时间常数之和。 4)电动势系数Ce=(Udo-Id*Ra)/n=0.30， 转矩系数Cm=30Ce/3.14=2.8。 5）电机时间常数Tm=0.014Ra/375CeCm=0.084s。(2)选择电流调节器结构根据设计要求：i10%，电磁时间常数T1=La/Ra=0.0178s

29、。可按典型型设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的,所以把电流调节器设计成PI型的，其传递函数为式中Ki电流调节器的比例系数； i电流调节器的超前时间常数。检查对电源电压的抗扰性能：Tl/Ti=0.0178/0.0037s=4，对于型系统动态抗扰性能，各项指标都可以接受。(3)选择电流调节器的参数电流调节器超前时间常数：ti=T1=0.0178。 电流环开环时间增益:要求i10%时应取KITi=0.5，因此电流反馈系数:=U*im/IROM=10/(1.5×2.9)=2.3V/A；=U*nm/nnom=10/2400=0.004V/(r/min)。PWM装置放大系数：Ks=4.8

30、。ACR的比例系数为:(4) 校验近似条件 电流环截止频率:1) 检验晶闸管整流装置传递函数近似条件：ci1/3Ts，即 1/3Ts=1/(3×0.0017)=196.1s-1>ci 满足近似条件；2) 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：ci31/ TmTl即 31/ TmTl=31/(0.084×0.0178=77.58s-1<ci 满足近似条件；3) 小时间常数近似处理条件：ci1/31/TsToi即 1/31/TsToi=1/31/(0.0017×0.002=180s-1>ci 满足近似条件。4) 计算调节器电阻和电容调节器输入电阻为

31、R0=40K，各电阻和电容值计算如下，6.2 转速调节器的设计(1)确定时间常数 1)电流环等效时间常数：2Ti=2×0.0037=0.0074s； 2)转速滤波时间常数:Ton=0.01s； 3)转速环小时间常数近似处理：Tn=2Ti+Ton=0.0174s。(2)选择转速调节器结构按跟随和抗扰性能都能较好的原则,在负载扰动点后已经有了一个积分环节,为了实现转速无静差,还必须在扰动作用点以前设置一个积分环节,因此需要由设计要求，转速调节器必须含有积分环节，故按典型型系统选用设计PI调节器，其传递函数为： (3)选择调节器的参数根据跟随性和抗干扰性能都较好的原则取h=5，则ASR超前时间常数为转速开环增益：ASR的比例系数：(4) 近似校验转速截止频率为：cn=KN/1=KNtn=396.4×0.087s-1=34.5s-11) 电流环传递函数简化条件：cn3-1(KI/Ti)1/2 即 3-1(KI/Ti)1/2=63.7s-1>cn 满足简化条件。2) 小时间常数近似处理条件：cn3-1(1/2TiTon)1/2现在，3-1(1/2TiTon)1/2=38.75>cn 满足近似条件。(5)计算