无桥PFC电路说明

1、氮化镓 (GaN) 技术由于其出色的开关特性和不断提升的品质，近期逐渐得到了电力转换应用的青睐。具有低寄生电容和零反向恢复的安全GaN 可实现更高的开关频率和效率，从而为全新应用和拓扑选项打开了大门。连续传导模式 (CCM) 图腾柱 PFC 就是一个得益于GaN 优点的拓扑。与通常使用的双升压无桥PFC 拓扑相比， CCM 图腾柱无桥 PFC 能够使半导体开关和升压电感器的数量减半，同时又能将峰值效率推升到95% 以上。本文分析了AC750WPFC成栅极驱动器的安全GaN ，并且展示出性能方面的提升。关键字 GaN ； PFC ；图腾柱；数字控制I. 简介当按下智能手机上的一个按钮时，这个手机

2、会触发一个巨大的通信网络，并且连接到数千英里之外的数据中心。承载通信数据时的功耗是不可见的，而又大大超过了人们的想象。世界信息通信技术(ICT) 生态系统的总体功耗正在接近全球发电量的10% 1 。单单一个数据中心，比如说位于北卡罗来纳州的脸谱公司的数据中心，耗电量即达到 40MW 。另外还有两个位于美国内华达州和中国重庆的200MW 数据中心正在建设当中。随着数据存储和通信网络的快速增长，持续运行电力系统的效率变得越来越重要。现在比以前任何时候都需要对效率进行空前的改进与提升。几乎所有 ICT 生态系统的能耗都转换自AC 。AC 输入首先被整流，然后被升压至一个预稳压电平。下游的DC/DC转

3、换器将电压转换为一个隔离式48V或 24V 电压，作为电信无线系统的电源，以及存储器和处理器的内核电压。随着 MOSFET 技术的兴起和发展，电力转换效率在过去三十年间得到大幅提升。自2007 年生效以来， EnergyStar （能源之星） 80 PLUS 效率评价技术规范2 将针对 AC/DC整流器的效率等级从黄金级增加到更高的白金级，并且不断提高到钛金级。然而，由于MOSFET的性能限制，以及与钛金级效率要求有关的重大设计挑战，效率的改进与提升正在变慢。为了达到96% 的钛金级峰值效率，对于高压线路来说，功率因数校正(PFC) 电路效率的预算效率应该达到 98.5% 及以上，对于低压电路

4、，这个值应该不低于96.4% 。发展前景最好的拓扑是无桥PFC 电路，它没有全波 AC 整流器桥，并因此降低了相关的传导损耗。3 对于不同无桥 PFC 的性能评价进行了很好的总结。这个性能评价的前提是，所使用的有源开关器件为MOSFET 或 IGBT 。大多数钛金级AC/DC 整流器设计使用图 6中所示的拓扑 3 ，由两个电路升压组成。每个升压电路在满功率下额定运行，不过只在一半AC 线路周期内运行，而在另外周期内处于空闲状态。这样的话，PFC 转换器以材料和功率密度为代价实现了一个比较高的效率值4 。通常情况下，由于 MOSFET体二极管的缓慢反向恢复，一个图腾柱PFC 无法在连续传导模式(

5、CCM)下高效运行。然而，它能够在电压开关为零(ZVS)的变换模式下实现出色的效率值。数篇论文中已经提到，PFC 效率可以达到98.5%-99% 。对于高功率应用来说，多个图腾柱升压电路可以交错在一起，以提高功率水平，并且减少输入电流纹波。然而，这个方法的缺点就是控制复杂，并且驱动器和零电流检测电路的成本较高。此外，因此而增加的功率组件数量会产生一个低功率密度设计。因此，这个简单的图腾柱电路需要高效运行在CCM 下，以实现高功率区域，并且在轻负载时切换至具有ZVS 的 TM 。通过使用这个方法，可以同时实现高效率和高功率密度。作为一款新兴半导体开关，氮化镓(GaN) FET正在逐渐走向成熟，并

6、且使此类应用成为可能。Transphorm公司已经在APEC 2013 上展示了一款峰值效率达到99% 的基于 GaN 的图腾柱 CCM PFC 9 。 10-12 还介绍了 GaN 器件出色的开关特性，以及应用优势。为了更好地理解GaN 特性，并且进一步解决应用中存在的顾虑，特别是开关频率和交叉电流尖峰问题，这篇文章讨论了：II. GaN 技术概述、 III. 图腾柱 CCM PFC 控制、 IV. 实验和 V. 结论。II. GaN 技术概述GaN 高电子迁移率晶体管(HEMT)首次问世是在2004 年。 HEMT结构表现出非同寻常的高电子迁移率，这个值所表示的是一个 AlGaN和 GaN

7、 异构表面附近的二维电子气(2DEG) 。正因如此， GaN HEMT也被称为异构 FET(HFET) ，或者简单地称为FET 。基本 GaN 晶体管结构如图1 中所示 13 。源电极和漏电极穿透AlGaN 层的顶部，并且接触到下面的 2DEG 。这就在源极和漏极之间形成一个低阻抗路径，而也就自然而然地形成了一个D 模式器件。通过将负电压施加到栅极上，2DEG 的电子被耗尽，晶体管被关闭。增强模式(E-mode) GaN晶体管器件使用与D-mode GaN器件一样的基底工艺，在一个硅(Si) 或碳化硅(SiC)板顶部培养一层薄薄的氮化铝(AlN) 绝缘层。然后，高阻性GaN 和一个氮化铝镓与G

8、aN 的异构体被先后放置在AlN 上。源电极与2DEG 接触，而漏电极与GaN 接触。对于栅极的进一步处理在栅极下形成一个耗尽层。图给出了这个基本结构。要接通FET ，必须在栅极上施加一个正电压。B GaN ， SiC 和 Si 的物理属性比较基 2 中一个半导体材料的物理属性决定了终端器件的最终性能。表1 中显示的是影响器件性能的主要属性。EG 是带隙能量。 E G1.4 的半导体通常被称为宽带隙材料。EG 更大的材料将需要更多的能量来将电子从其键位上断开，以穿越带隙。它具有更低的泄露电流和更高的温度稳定性。EBR 是临界区域击穿电压，这个电压会直接影响到电离和雪崩击穿电压电平。V S 是饱

9、和速率。峰值电子漂移速率决定了开关频率限值。是电子迁移率，它与接通电阻成反比。接通电阻与这个参数之间的关系为19 ：与一个 Si 器件相比，如图 3 的品质因数中所示，碳化硅的接通电阻减少了大约导体来说， GaN 的这些值甚至更高。500 倍，而对于一个指定尺寸的半图 3 硅、碳化硅和氮化镓理论接通电阻与阻断电压能力之间的关系16 。过去三十年间，硅 (Si)在功率应用中占主导地位。但是，随着其性能接近了理论限值，性能方面的提升也变得十分有限。作为 2 个新兴半导体材料，SiC 和 GaN 看起来似乎是针对未来高性能应用的极有发展前途的候选材料。C在 FET 模式和二极管模式中运行的GaN 器

10、件D-mode 和 E-mode GaN FET的输出特性如图 4 中所示 13 。很明显， D-mode 器件使用起来不太方便，其原因在于，将一个功率级连接至DC 输入之前，必须在功率器件上施加一个负偏置电压。相反地，E-modeGaN FET ，正如 MOSFET ，通常情况下是关闭的，并且对于应用来说更加友好。然而，常开型GaN 器件更加易于生产，并且性能要好很多 20 。对于一个指定区域或导通电阻，D-mode GaN FET的栅极电荷和输出电容比E-mode GaNFET 的少一半。而这在开关电力转换器应用中具有重大优势。对于高压GaN 器件来说，大多数供应商正在使用图5 中所示的，

11、具有共源共栅LV NMOSFET 结构的 D-mode GaN。 LV NMOS 是一种具有低Rds-on 和快速反向恢复体二极管的 20V-30V 硅材料 N 沟道 MOSFET 。当把一个正电压施加到GaN 共源共栅 FET 的漏极与源极之间时，内部 MOSFET 的 V ds 在 FET 关闭时开始上升，进而在GaN 器件的栅极和源极上形成一个负电压，从而使GaN 器件关闭。通常情况下，MOSFET 的 V ds 将保持几伏特的电压，这个电压足够使GaN 器件保持在关闭状态。当施加栅极电压时， MOSFET被接通，这使得 MOSFET 的栅极与源极短接，随后，GaN 器件被接通。在FET

12、 模式下，一个 GaN 共源共栅 FET 与具有扩展 GaN 电压额定值和附加 GaN 电阻的集成MOSFET 的工作方式十分相似。然而， GaN 器件决定了输出电容值，而这个值远远小于与之相对应的MOSFET的 Coss 。 GaN 器件本身没有体二极管，但是，当反向电流被施加到GaN 共源共栅 FET 上时， MOSFET 的体二极管首先导电，而这样实际上就把体二极管的 V f 施加到 GaN 器件的栅极上，随后 GaN 器件被接通。这样的话，低压FET 的体二极管运行为共源共栅开关 “体二极管 ”。由于 LV MOSFET的正向压降和 Qrr 比高压 MOSFET要低，所以这样做还是有其

13、实际意义的。出色的体二极管运行方式是GaN 共源共栅 FET 的其中一个主要特性和优势。由于对GaN 共源共栅 FET 驱动的要求与对于传统MOSFET的要求是一样的，在应用采用方面，MOSFET的直接简易替换也是的另外一个优势。共源共栅方法的缺点在于，集成MOSFET必须在每个开关周期内切换。承了 MOSFET开关的某些特点，其中包括大栅极电荷与反向恢复。这些特点限制了GaNGaN 共源共栅GaN 共源共栅器件的性能。FETFET 继D安全 GaN FET为了克服共源共栅结构的缺点，我们在这里介绍一个全新的安全GaN FET结构（如图6 中所示）。这个安全 GaN FET集成了一个常开型 G

14、aN 器件、一个 LV MOSFET 、一个启动电路和一个用于GaN 器件的栅极驱动器。 MOSFET的功能与其在 GaN 共源共栅 FET 结构中的功能一样。它确保常开型GaN 器件在 V cc 偏置电压被施加前关闭。在Vcc 被施加，并且栅极驱动器建立一个稳定的负偏置电压后，启动逻辑电路将MOSFET 打开，并在随后保持接通状态。由于GaN 器件不具有少数载子，也就不存在反向恢复，与相对应的MOSFET 相比，GaN 的栅极电容要少10 倍，输出电容要低数倍。安全GaN FET 完全涵盖了 GaN 所具有的优势。出色的开关特性确保了全新的开关转换器性能等级。还应指出的一点是，由于安全GaN

15、 FET 内没有实际存在的体二极管，当一个负电流流经 GaN FET ，并且在漏极和源极上产生出一个负电压时，这个GaN 器件的运行方式与二极管一样。GaN FET 在 Vds 达到特定的阀值时开始反向传导，而这个阀值就是“体二极管 ”正向压降。正向压降可以很高，达到数伏特。有必要接通GaN FET 来减少二极管模式下运行时的传导损耗。III图腾柱 PFC CCM控制图腾柱 PFC 是一款不错的测试工具，可以在硬开关模式中对安全GaN FET进行评估。图7 中所示的是一个常见的图腾柱 PFC 电源电路。 Q3 和 Q4 是安全 GaN FET ； Q1 和 Q2 是 AC 整流器 FET ，它

16、在 AC 线路频率上开关；而 D1 和 D2 是浪涌路径二极管。当AC 电压被输入，并且 V ac1-V ac2处于正周期内， Q2 被接通时， Q4 运行为一个有源开关，而 Q3 运行为一个升压二极管。为了减少二极管的传导损耗，Q4 在同步整流模式中运行。而对于负AC 输入周期，此电路的运行方式一样，但是具有交流开关功能。正如在第II 部分中描述的那样，这个“体二极管 ”具有一个很明显的正压降。这个GaN FET为了实现 CCM 运行，在插入特定的死区时间的同时，有源FET 和续流 FET 分别在占空比应该在续流期间被接通。 D 和 1-D 内开关。如图8 中所示，在重负载下，电感器电流可以

17、全为正，不过在轻负载情况下，这个电流可以变为负。特定的负电流对于软开关有所帮助，但是，过高的负电流会导致较大的循环功率和低效率。为了实现最优效率，GaN FET的接通和关闭死区时间需要根据负载和线路情况进行实时控制。由于GaN FET输出电容，随 V ds 电压的波动而大幅变化，从有源FET 关闭到续流FET 接通的死区时间T d-on 可以计算为，Coss ，不会在这里， Vo 是 PFC 输出电压，而 I L-peak 是峰值电感器电流。在 CCM 模式下，被定义为续流FET 关闭到有源 FET 接通的死区时间Td-off 应该尽可能保持在较小的水平。如图9中所示，当接收到零电流检测(ZC

18、D) 信号后，相应的 PWM 随之被斩波，以避免出现一个负电流和循环功率。这样的话， GaN FET 运行为一个理想二极管，这通常被称为理想二极管仿真(IDE) 。为了用理想二极管仿真实现CCM 控制，我们选择的是UCD3138 ，一款融合数字控制器。这个控制器块的功能如图 10 中所示。 PFC 的电压环路和电流环路分别由固件和硬件CLA 执行。通过采用将ZCD 用作触发信号的一个控制器内部逐周期(CBC) 硬件，可以实现IDE 。为了最大限度地减少AC 输入整流器二极管的传导损耗，如图7 中的 Q1 和 Q2 所显示的那样，常常用低Rds_on MOSFET替换低速整流器二极管。这些MOS

19、FET和高速 GaN FET ， Q3 和 Q4 ，根据 AC 电压交叉点检测值，在正负AC 输入周期之间变换工作状态。这个任务看似简单，但是，为了实现洁净且平滑的AC 交叉电流，应该将很多注意事项考虑在内。交叉检测的精度对于保持正确的工作状态和运行十分重要。这个精度经常受到感测电阻器容差和感测电路滤波器相位延迟的影响。几伏特的计算错误会导致很大的电流尖峰。为了避免由整流器FET 提前接通所导致的输入AC 短路，必须要有足够的消隐时间让Q1 和 Q2 关闭，并且应该将这个时间插入到检测到的交叉点上。消隐时间的典型值大约在100s 至 200s 之间。由于 MOSFET 的输出电容， Coss

20、，很明显，Q1 和 Q2 上的电压应该在消隐时间内几乎保持恒定。在互补整流器FET 被接通前， PFC 保持在之前的运行状态中，此时，施加到升压电感器上的电压几乎为零，而有源GaN FET运行在几乎满占空比状态下。在这一点上，接通互补整流器 FET ，或者在有源开关和同步开关之间变换GaN FET的这两个功能，会在升压电感器中形成大电压二次浪涌，并因此导致一个较大的电流尖峰。理论上，在理想AC 电压交叉点上同时改变整流器FET 和 GaN FET工作状态可以避免电流尖峰，并且保持电流环路的负反馈，不过，这在实际环境中很难实现。此外，任何由突然状态变化所导致的电流尖峰会干扰电流环路，并且导致一定

21、的电流振铃级别。9 建议在交叉点上使用PFC 软启动。顾虑在于， AC 交叉检测电路通常具有相位偏移，并且有可能不够精确。过早或过晚的改变状态会导致AC 线路短路，或者电流环路正反馈，这会形成电流尖峰。这篇文章内提出的一款全新可靠的控制机制就是为了确保一个平滑的状态改变。图 11显示的是状态变化的时序图。输入 AC 线路电压 VAC_L 和中间电压 VAC_N 被分别感测。得出的两个感测到电压的差值被用于AC 电压交叉检测，这实际上是一个差分感测机制。它消除了Y_Cap电流对感测精度的影响。V AC_L -VAC_N 的符号被用来确定输入的正周期和负周期。 VAC_L -VAC_N 的绝对值与

22、高压线路的AC 电压交叉阀值 VT_H ，以及低压线路的V T_L 进行比较，以确定 AC 电压是否处于交叉区域内。如果回答是肯定的，整流器FET 和升压开关均被关闭，而控制环路的积分器被暂停。当 AC 电压增加，并且存在于交叉区域内时，相应的整流器FET 被缓慢接通。通过插入一个适当的值栅极电阻器，可以限制接通速度。在整流器FET 被接通后，一个短延迟，比如说20s，在积分器被暂停，并且 PWM输出被再次启用前被插入。IV实验为了评估安全 GaN FET 的性能，并验证CCM 图腾柱 PFC 控制机制，一个运行频率为140kHz 的 750W PFC 电路被设计成一个测试工具。表2 中列出了

23、这个电路的主要组件参数。图 12 和图 13 显示的是 D-mode GaN FET接通和关闭波形。Vg4 是栅极驱动器信号， Vds是漏源电压，而L是升I压电感器电流。如这些图中所见， GaN FET在 dv/dt 的值达到 79V/ns 最大值时的接通时间为7ns 。可以在开关结束时观察到大约10-20V 的振铃。这个振铃由H 桥跟踪泄露电感和H 桥输出高频陶瓷电容器的谐振所导致。在关闭时，Vds 缓慢上升，过冲电压大约为20V 。 dv/dt 受到 GaN FET输出电容值的限制。零GaN“体二极管 ”正向恢复特性最大限度地减小了电压过冲幅度。图 14 显示的是安全GaN FET“ 体二

24、极管 ”正向压降。当 “体二极管 ”传导的电流为2.8A 时，可以观察到大约 6.6V 的正向压降。当 GaN 被接通时，根据器件 Rds_on 的不同，这个电压减少到数十mV 范围内。一个用DC 电流进行的单独测试显示出的正向压降在4.3V 至 7.3V 之间。为了最大限度地减少“体二极管 ”传导损耗，有必要使用一个良好的 SyncFET 控制机制。图 15 中给出了 ST 生产的 Turbo-2二极管 STTH8R06D ， Cree 生产的 SiC 二极管 C3D04060E，与 TI 生产的试验安全 GaN 之间的反向恢复比较数据。ST 生产的 Turbo 二极管性能出色，并且在大约10 年前， SiC 上市时，一直在 PFC 应用领域占主导地位。 STTurbo 二极管关闭缓慢，但是反向恢复十分明显，而SiC 二极管具有零反向恢复。无法避免的电路和器件端子泄露是导致所观察到的振铃的主要原因。TI 的试验 GaN FET 也表现出零反向恢复。由于较大的C oss ，与 SiC 的结电容相比，观察到一个更大的振铃，但是频率较低。振铃是零反向恢复的一个附带的振铃特性。图 16