完整word版,CMOS二级密勒补偿运算放大器的设计

1、9课程设计报告CMOS二级密勒补偿运算放大器的设计XXX集成电路设计与集成系统11151030042015 年1月17日指导教师:XXX国立华侨大学信息科学与工程学院:CMOS二级密勒补偿运算放大器的设计1：电路结构最基本的CMO二级密勒补偿运算跨导放大器的结构如下图，主要包括四部 分：第一级PMO输入对管差分放大电路，第二级共源放大电路，偏置电路和相 位补偿电路。VDDcd0M3L-I3J.3JRiJ偏暨确一織 GND2 :电路描述:输入级放大电路由M1M组成。M1和 M2组成PMO差分输入对管，差分输入 与单端输入相比可以有效抑制共模信号干扰； M3和M4为电流镜有源负载；M5 为第一级放

2、大电路提供恒定偏置电流。输出级放大电路由M6和M7组成，M6为共源放大器，M7为其提供恒定偏置 电流同时作为第二级输出负载。偏置电路由M8M1赁口 Rb组成，这是一个共源共栅电流源，M8和M9宽长比 相同。M12和M13相比，源级加入了电阻 Rb,组成微电流源，产生电流lb。对 称的M11和M12构成共源共栅结构，减少了沟道长度调制效应造成的电流误差。 在提供偏置电流的同时，还为 M14栅极提供偏置电压。相位补偿电路由M14和Cc组成，M14工作在线性区，可等效为一个电阻, 与电容Cc一起跨接在第二级输入输出之间，构成 RC密勒补偿。3:两级运放主体电路设计暂时不耆虑调电B M14-绘出电珞的

3、等次揆型.如图2.3所示CcR1II CI=V,2 (Gni2Vi2R2 C2=Vo00囲22等雄电路模型由于第一级差分输入对管 M1与M2相同，有G讪=讪二g毗R1表示第一级输出电阻，其值为则第一级的电压增益A 二 Gg尺二4)对第二级，有2/a -a - fsBf 2 _ SAnG _GSTH第二级的电压增益A =-&二-gniMs G)故总的直流开环电压增益为缶A_g勰仏 ：4)亿)将% 5魚咼作 Vgst 有g十佬厂岭2#GST而电阻。由下式决定1匚= / 八5s所以2/妙1I12也f临冈2I几JdSZ 几丿阳4人二一21 1 II/J /?DW6 WDS?丿GS72GST6 I/p

4、+ A )上式申何包仝工艺参歐人中HL计辰软Vcsn曲于A是工艺皓定，冈irz电路的直涯H虽仪 取决干过鉴电压.4:偏置电路设计偏置电路由M8M13构成，其中包括两个故意失配的晶体管 M12和M13电 阻RB串联在M12的源极，它决定着偏置电流和gm12所以一般为片外电阻以 保证其精确稳定。为了最大程度的降低 M12的沟道长度调制效应，采用了 Cascode连接的M10以及用与其匹配的二极管连接的 M11来提供M10的偏置电 压。最后，由匹配的PMO器件M8和M9构成的镜像电流源将电流IB复制到M11 和M13同时也为M5和M7提供偏置。下面进行具体计算。镜像电流源 M8和M9使得M13的电流

5、与M12的电流 相等，都为IB，从而有W1 L1 （W 21而由电路可知5513 二 5512 + b 尺口联立上式可以得到:整理得:可以看到，IB仅以电阻RB和M12,M13的尺寸有关，不受电源电压的影响。二：计算参数对于MOS管宽长比的设计，可以先选择合适的过驱动电压，然后分配合理的电流，最后再计算宽长比。通常先选择过驱动电压为0.1V0.2V，如果是已知跨导，就可以计算其电流和宽长比，如果是预先分配电流，也可以计算其跨导和 宽长比。1 :选择Cc的大小。与Cc相关的是单位增益带宽、输入积分噪声、z1位置和 压摆率。Cc增大大有几个好处，增强极点分裂功能，降低输入积分噪声，降低 第二级功耗

6、，提高相位裕度，但缺点是降低了 GBW和压摆率。而且Cc的选择和 负载取值有关，所以我们尽量增大Cc,前提是满足压摆率指标，然后增加gm1以 提高GBW在IDS1不变的前提下，gm1的提高可以通过降低 VDSAT1得到。本设 计中负载是3pF,考虑寄生电容存在，选取 Cc初值为1.8pF,在后面的步骤中 可以通过迭代调整Cc的值。2：相位补偿，选取gm6= 3.2gm1。3：选择过驱动电压，VDSAT1降低有助于提高共模输入范围,增大输出摆幅，降 低输入失调电压，提高电压增益，提高共模抑制比，提高负电源抑制比。另外， 在同等电流前提下，过驱动越小，跨导越大。所以VDSAT1尽量取小比如0.1V

7、。4：分配电流。第一级电流增大有助于提高gm1,提高SRint，这里取IDS6= 4IDS1。取偏置电流 IDS8= 10 卩 A, k1 = 12，k2= 24，即 IDS5= 120 卩 A, IDS7= 240 卩 A， 总电流为380卩A。5：计算 M1,2 宽长比。已知 IDS仁 60 卩 A，VDSAT 丰 0.1V，得到(W/L)1 = 347.8。 当口 = 2时，W1L 64.4卩m2由此得到L10.43卩由于要加上2LD即0.4 卩m的扩散长度，预先取 L1 = 0.8卩m 得到 W1为140卩m 因此得到(W/L)1,2=140卩m/0.8卩m要注意的是，W1L1乘积不能

8、太大，否则3点寄生电容会很 大。6：计算M3,4、M6 M5和M7的宽长比。由于a= 2,取L3,4 = 2L1即为1.2卩m为保证小的失调，取 L6= L3,4 = 1.2卩m (在Level 1 模型中反映不出)。 对于L5和L7,为保证小寄生电容取最小长度 0.4卩m即可，因此得到L5,7 = 0.8 卩 m 由于 gm6= 3.2gm1, IDS6= 4IDS1,得到 VDSAT&0.125V，进而得到 W& 240卩m再由k1和k2得W3,4= 60卩m M5和M7是偏置管，为保证小的寄生 电容，取过驱动为0.4V。IDS5= 120卩A,得到 WQ 18卩m 因此有 W7= k2/

9、k1 X W7= 36 卩 m 从而得到(W/L)3,4 = 10/1.2 , (W/L)6 = 240/1.2 , (W/L)5 = 18/0.8 , (W/L)7 = 36/0.8。7：计算M8,9、M10,11、M12 M13的宽长比和RB的阻值。要满足式(2.39), 同时取(W/L)12 = 4(W/L)13。IDS13= 10 卩 A,由式(2.44)和 VDSAT1& VDSAT1F 0.125V 得 R吐 6.25k。取 L13 = L6 = 1.2 卩 m 得(W/L)13 = (W/L)6/k2=10 卩 m/1.2 卩 rn 也得到(W/L)12 = 40 卩 m/1.2

10、 卩 m 取(W/L)10 = (W/L)11 = (W/L)13 =10 卩 m/1.2 卩 m 取 L8,9 = L7 = 0.8 卩 m 得(W/L)8,9 = 1/k2*(W/L)7 = 1.5 卩 m/0.8 卩 mb8：计算M14的宽长比。由式取这个比例为 3.7，得到(W/L)14 = 65卩m/1.2卩最终得到的器件参数如下M9 1.5/0.8M10 10/1.2M11 10/1.2M12 40/1.2M13 10/1.2M14 65/1.2Cc 1.8 pFRB 6.25 k QM1 140/0.8M2 140/0.8M3 60/1.2M4 60/1.2M5 18/0.8M6

11、 240/1.2M7 36/0.8M8 1.5/0.8注意这里有几个关系式要保证严格成立，即式(2.39)和式(3.7) b至此，完成了电路中各器件参数的手工计算。:设计运放的性能指标。运放性能指标:性能 小信号低频电压增益（DC Gain ）单位增益带宽（Unit-Gain Bandwidth 相位裕度 （Phase Margin ） 转换速率(Slew Rate)建立时间 1%（ Settling Time ）共模抑制比（Com mon Mode RejectionRatio)电源电压(Power Supply )输入共模范围(Inp ut Com mon ModeRan ge)电压输出范

12、围(Out put Range )负载电容 (Load Capacitanee ) 功耗(Power Consumption ) 电源电压抑制比 (Power Supply Rejection单位dBMHz度nsdBpFmWdB数值83.75946130.55285.50.11.90.02-1.950.64012Range)运放性能指标解释：（1）小信号低频电压增益：运放在小信号低频输入信号状态下的电压放大倍数。（2） 单位增益带宽：运放在开环状态下，当放大倍数为0 dB时的频率范围。（3） 相位裕度：运放在开环状态下，当放大倍数为 0 dB时所对应的相位和180 度的差值。（4）转换速率：运

13、放在开环状态，输入信号为大信号激励条件下，运放由非线 性进入线性所需要的时间。（5）建立时间 （1% :运放在开环状态下，输入信号为大信号激励，运放由进 入线性的开始点到输出稳定到稳定值的（1%范围内所需要的时间。（6）共模抑制比：运放在开环状态下，对共模信号或共模噪声的抑制能力，其 表达式为CMRR 20logAAcdB(7) 电源电压：提供给运放的工作电压。(8) 输入共模范围：运放在开环状态下允许的输入共模电压范围。(9) 输出范围：运放在开环状态下，输出电压能够达到的最大范围。(10) 负载电容：运放在开环状态下， 所能带动的最大电容负载。(11) 功耗：运放在开环状态下允许消耗的最大

14、静态功耗。(12) 电源电压抑制比：运放在开环状态下对电源电压波动或电源电压噪声的抑 制能力。四：运算放大器的仿真结果与分析本次二级运算放大器的设计采用华润上华.18工艺，电压采用2V。顶层文件电路图M iiIirnMl PDY护广*=- ! J h n毘疋Ti T_ IPT1Es2v|( = -,-J 3E 厂wtTH I二-bln打I 【；P*noa2 VO? I rrVDC l= lu lie 沪 l:：【*1pmog2M VPD节屮PrflMS P_ -=臣心此. 重 BVDO 一 l= -j UT. 5 M 1 ml*u、- 兰NO Uf fnrmsJf nrilTnmnsi冲 JL

15、 诅|叮nar retryI K恬呼匚片 f j=:-( Ti! 戸11口3出 1 rwlfls十_-flCWoC? wctu-jc- I_i-fu i.i ,1 Hu I i肛呗岀g m E：milV-I ,p mos 丄 V pdIdMVIN卜fllw 垃 f riwU 1n1.l3nn. J|* It. i,.w 曲TT IIInfliH獅,rr-fllLS*.2订3 t-m - *- -MIPI f hr*Ztrrrt*.A, 尺冏 nneg E工U - - 4_hm 300-40.0:_l-!：_iD; phg寻1)100L00p300_1M跖faq(缶)了2M -4阳閃占IT外 d

16、ultci:(7冴-m酊 lj 6EW -1 何057)/ slope： -150.35&U从图可知，该运放相位裕度为：-119+180=61度。2:运放的转换速率分析（SR）运放的转换速率是分析运放在大信号作用下的反应速度。 仿真运放的转换速 率可将运放的输出端和反相输入端相连构成单位增益结构。运放的同相输入端输 入0V到2V的阶跃信号，利用仿真软件对该电路做瞬态分析得到的输出波形。测试电路图：仿真图:ModLfcinzhenshematic : Jan 2D 03:037 2 201 =T口ngient Response2忌 1: WC7gb)k0500nn乩0 B10血品国小乜 MTT帕

17、PT： 5C也nryfFselee M：2.40U23加E. awvCr0sjsHaiirMenuECB从仿真波形得到：在输出上升曲线的10唏口 90%处，其电压分别为0.20254V和1.80029V;时间分别为2.00613US和2.0586us。运放的转换速率 SR=(1.80029V-0.20254V ) / ( 2.0586us 2.00613us) =30.47V/ 卩 s。3:运放的共模抑制比分析(CMRR运放的共模抑制比是测试运放对共模信号的抑制能力。 仿真方法是在运放的 开环状态下，在运放的同相和反相输入端同时加入一个幅度为 1V的交流小信号 源，对电路进行交流小信号分析。1

18、7测试电路图:-L _尸m仿真图:pd-J_r2ri-_jhc n 林心匚tug匚h：RP hcmalk- ; Jon 26 06:25;1S 20AC Respons：0.0-10一 20CLP-50-40-501： dBMWF（%毗5）fMnmHR:rQ5sHairMenmHe：从仿真结果可得，运放的低频共模电压增益为-1.73103dB。因为运放的共模抑制 比（dB单位）等于其差模电压增益（dB）减去共模电压增益（dB）,差模电压增 益是83.7589dB,所以运放的共模抑制比近似为：83.7589dB-（-1.73103dB）=85.4899dB。4:运放的电源电压抑制比分析（ PSR

19、R仿真运放1V的直2V的运放供电电源串联一个1V的交流小信号源。运放的电源电压抑制比是测试运放的抗电源电压波动或噪声能力。 的电源抑制比的方法：将运放接成单位增益结构，运放的正输入端设置 流电压，在测试电路:仿真图:通过交流小信号分析得到运放的电源抑制比特性曲线如图，所以运放的电 源抑制比为-11.34dB。5:运放的静态功耗运放的静态功耗是指当运放在输入平衡状态下电路消耗的总电流和总电压 的乘积。在电源电压2V,运放的两输入端输入共模电压1V时，运放各支路的静 态电流之和为0.320mA则运放的静态功耗为0.640 mW6:运放的共模输入范围运放的共模输入范围是运放的输入输出跟随特性。运放的电源为2V，运放的反相端和输出相连，构成缓冲器；同相端加直流扫描从0到2V。测试电路:仿真图:11 delf-i宁 h 站 twostci0TA Vin sc hern otic : Jan 25 23:04:27 2011DC Responso2.00.0b5L0590m=:/nets 0: /netl 1”50de ( V )A;