单端反激式开关电源的设计230转6V

1、 电力电子技术课程设计报告 题 目： 单端反激式开关电源的设计 (230/6V) 学 院： 信息与控制工程学院 1、 课程设计目的（1）熟悉Power MosFET的使用；（2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的使用；（3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力；2、 课程设计的要求与内容本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反激式开关电源。电源的输入、输出电压有老师指定。我们是230V/6V。可以用万用版手焊，也可以画PCB图制作电路板，根据焊的或者画的结果进行加分。3、 设计原理1、 引言电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源

2、是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其阻值的大小，实现稳压的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805，7815等就属于线性电源。反激式功率变换器是功率电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源，本课程设计就是设计一个反激变换器。1、开关型稳压电源的电路结构（1）按驱动方式分，有自激式和他激式。（2）按DC/DC变换器的工作方式分：单端正激式和反激式、推挽式、半桥式、全桥式

3、等；降压型、升压型和升降压型等。（3）按电路组成分，有谐振型和非谐振型。（4）按控制方式分：脉冲宽度调制(PWM)式；脉冲频率调制(PFM)式；PWM与PFM混合式。DC/DC变换器用于开关电源时，很多情况下要求输入与输出间进行电隔离。这时必须采用变压器进行隔离，称为隔离变换器。这类变换器把直流电压或电流变换为高频方波电压或电流，经变压器升压或降压后，再经整流平滑滤波变为直流电压或电流。因此，这类变换器又称为逆变整流型变换器。DC/DC变换器有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。2、反激变换器工作原理基本反激变换器如图3所示。假设变压器和其他元器件均为理想元器件

4、，稳态工作如下：当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，如图3（a）所示，无源开关VD1因反偏而截止，输出由电容C向负载提供能量，而原边则从电源吸收能量，储存于磁路中。当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，故VD1正偏而导通，如图3（b）所示，此时磁路中存储的能量转到副边，并经二极管VD1向负载供电，同时补充滤波电容C在前一阶段所损失的能量。输出滤波电容除了在开关Q导通时给负载提供能量外，还用来限制输出电压上的开关频率纹波分量，使之远小于稳态的直流输出电压。图3 反激变换器工作

5、状态反激变换器的工作过程大致可以看做是原边储能和副边放电两个阶段。原边电流和副边电流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。如果在下一次Q导通之前，副边已将磁路的储能放光，即副边电流变为零，则称变换器运行于断续电流模式（DCM），反之，则在副边还没有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零之前，Q又导通，则称变换器运行于连续电流模式（CCM）。通常反激变换器多设计为断续电流模式（DCM）下。当变换器工作于CCM下时，输出与输入电压、电流之间的关系如下：，其中，。当变换器工作于DCM下时，上述关系式仍然成立，只不过此时的增益M变为：，可以看出，改变开关器件Q的占空比和变压器的匝数比就可以改变输出电

6、压。3、 反激变换器的吸收电路 由于在实际中反激变换器存在各种寄生参数，如变压器的漏感，开关管的源漏极电容。所以基本反激变换器在实际应用中是不能可靠工作的，其原因是变压器漏感在开关Q截止时，没有满意的去磁回路。为了让反激变换器的工作变得可靠，就得外加一个漏感的去磁回路，但因漏感的能量一般很小，所以习惯上将这种去磁回路称为吸收电路，目的是将开关Q的电压钳位到合理的数值。在220VAC输入的小功率开关电源中，常用的吸收电路主要有RCD吸收电路。其结构如图4所示。图4吸收电路4、 反激变换器的系统结构反激式变换器的系统结构示意图如图5所示。由图中可以看出，一个AC输入DC输出的反激式变换器主要由如下

7、五部分构成：输入电路、变压器、控制电路、输出电路和吸收电路构成。输入电路主要包括整流和滤波，将输入的正弦交流电压变成直流，而输出电路也是整流和滤波，是将变压器副边输出的方波电压单向输出，且减少输出电压的纹波。吸收电路如图4所示。所以，反激变换器的关键在于变压器和控制电路的设计。这也是本次课程设计的重点。图5 反激变换器的系统结构简图5、 反激式变换器的变压器设计思路 铁芯的选择本来是变压器设计的关键因素，因涉及到的内容较多，而本次设计的时间有限，所以本次设计采用的是EE28铁氧体铁芯，其在25摄氏度的磁导率为，1000摄氏度时的饱和磁感应强度，铁芯的初始磁导率为。 在本次实习中提供的变压器的铁

8、芯是变压器选择的相关参数包括：原副边匝数比、原边匝数、副边匝数和气隙，本次试验中用到的变压器的绕组的漆包线已经给定，无需选择。（1）根据输入的最高直流电压和开关管Q的耐压确定原副边匝数比及其匝数：根据实习任务的要求;需要的直流输出电压为6V，由器件本身的参数可以知道开关管Q两端所承受的最高的关断电压应为：，其中是考虑了整流二极管的导通压降。如果考虑到漏感引起的的电压尖峰，开关管两端承受的关断电压为：，一般来说开关管的耐压需要在这个基础之上留下至少30%的裕量。假设开关管的耐压极限为，。 这就求出了匝数比的上限值，匝比只能比这个值小，不能比起大。在这个值的基础上选择一个匝比。就可以求出最大占空比

9、，即最大导通时间。为了保证电路工作于DCM模式，磁路储能和放电总时间应该控制在0.8T以内，所以 得：所以：（2）原副边匝数的计算：根据器件的资料，可以查的磁芯的有效磁导面积（80.9mm2），原边的匝数应该保证在最大占空比是磁路仍不饱和，电压冲量等于磁链的变化量，固，通常原边的匝数取到这个计算之的两倍。(3) 副边匝数的计算 根据上面两步的结果，很容易求出副边匝数。（4）气隙长度的计算在计算气隙长度之前，首先应计算原边的电感值。假设变压器的输出功率为，效率为，有以下关系成立：，其物理意义是，一个开关周期内原边从电源吸收并存储的能量恰好等于系统的输出和损耗的能量。所以可以得到，其中有以下关系；

10、，则原边的峰值电流为：，带入上式可以得到初级电感。其中，为电感系数，为磁阻。把磁路画出来，可以求出气隙长度。如图6所示。图6功率变换器磁路示意图气隙的长度为 6、控制系统的设计反激式变换器的控制芯片主要有TOPSwitch系列芯片、UC384X系列芯片等，其中，应用比较多的是UC384X系列芯片，属于高性能固定频率电流模式集成控制器，该集成芯片的特点是，具有振荡器，温度补偿的参考，高增益误差放大器、电流比较器和大电流图腾柱输出，可直接驱动功率MOSFET，并能把占空比限制在50%内。其控制对象是控制流过功率开关管的峰值电流。UC3845的控制原理示意图如图6所示，它主要由以下四部分构成。振荡器

11、：振荡器频率由定时元件和决定（），振荡器输出固定频率的脉冲信号，注意：由于UC3845会每隔一个时钟周期关闭一次输出，所以振荡频率是开关频率的2倍。开关频率通常取50KHz100KHz左右。 电压误差放大器：误差放大器的作用是放大参考电压与反馈电压的差，其输出电压经两个二极管并经电阻分压后作为电流参考。在输入与输出隔离的开关电源中，为减少误差，通常采用外置电压环，即将UC3845内部的误差放大器旁路掉，由外部电压环的输出通过补偿输入引脚决定电流参考。在后面给出的电压反馈电路设计中会有更详细的说明。电流比较器：电流比较器的门槛值error V 由误差放大器的输出给定，当电压误差放大器显示输出电压

12、太低时，电流门槛值就增大，使输出到负载的能量增加。反之也一样。触发器&锁存器脉宽调制：一方面，由振荡器输出的固定频率的脉冲信号给锁存器置位，开关管导通，电流sw I 线性增加，当电流检测电阻s R 上的电压达到电流比较器门槛值error V 时，电流比较器输出高电平，给锁存器复位，开关管关断，电流比较器的输出恢复低电平;另一方面，振荡器输出的脉冲信号同时输入触发器，使UC3845 每隔一个时钟周期关闭一次输出，这是UC3845 能把占空比限制在50%内的原因 ，并决定了振荡频率是开关频率的2 倍。 电流型控制的优点是本身具有过流保护功能，电流比较器实现对电流的逐周限制，属于一种恒功率过载保护方

13、法，即维持供给负载的恒功率。 整个控制部分的原理图如下所示；图7 UC3845控制原理示意图7.UC3845的主要外围电路设计（1） 供电UC3845启动时，变压器T不工作，电容2 aC 上电压为0， 1aD 关断。g U 通过电阻1aR 给电容1aC 充电，当UC3845的7脚电源电压VCC的电压达到8.5V后，UC3845开始工作。此后变压器工作，辅助绕组开始输出电压（12V）为芯片供电。辅助绕组按输出绕组进行设计即可。UC3845的启动电流只需1mA，因而限流电阻1aR 只需满足给芯片提供1mA的启动电流。芯片正常工作后需要的功率由变压器T的辅助绕组提供。注意考虑1aR 的功率，若超过1

14、/4W可采用多个1/4W电阻并联来组成1aR 即可。UC3845的资料：UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。芯片管脚图及管脚功能如图6所示。图6 UC3845芯片管脚图1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。2脚：电压

15、反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.5 V）进行比较，调整脉宽。3脚：电流取样输入端。4脚：R T/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。5脚：接地。6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A.7脚：正电源脚。8脚：V ref，5V基准电压，输出电流可达50mA.（2） 电流检测 接在功率MOSFET源极上的电流检测电阻大概值为在测试时，如果发现在最小输入电压下，电源无法提供满载功率，就需要减小该电阻值。（3） 电压反馈控制电压反馈环节要与输入电压和控制IC隔离，常用光隔离器进行隔离。光耦的CTR（电流传送比， ）会随温度而漂移，

16、为了减小光隔离器漂移的影响，要把误差放大器放在光偶的输入侧，误差放大器可以检测到光耦的漂移引起的其输出端的偏移，然后相应地去调整电流，这个误差放大器可以用TL431。下图给出了电压反馈的拓扑。（3）TL431TL431是一个良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。外部有三极分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）、参考端（REF）。其芯片体积小、基准电压精密可调，输出电流大等优点，所以可以用来制作多种稳压器件。其具体功能可用图7的功能模块示意。由图可看出，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放特性可知，只有当REF端的电压十分接近VI时，三极管中才会有一个稳定的非

17、饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管，电流将从1到100mA变化。图7 TL431的功能模块示意图在开关电源设计中，一般输出经过TL431（可控分流基准）反馈并将误差放大，TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分，而处在电源高压主边的光耦感光部分得到的反馈电压，用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。（3）PC817PC817是一个比较常用的光电耦合器,内部结构如图8所示，其中脚1为阳极，脚2为阴极，脚3为发射极，脚4为集电极。在开关电源中，当电流流过光二极管时，二极管发光感应三极管，对输出进行精确的调整，从而控制UC3842的工作。同

18、时PC817光电耦合器不但可起到反馈作用还可以起到隔离作用。 图8 PC817内部框图 6、总体设计电路图4、 参数的计算与选择（1） 匝数比计算：U=230V整流桥整流以后=1.2*230=276V由于变比的取值要小于计算值，于是变压器的变比取到K=9，下面计算最大占空比=，在电路的设计中我们取到频率f=90KHZ，于是S，于是有得到=11.2，实际取到的原边的匝数为36，由原边匝数及其变压器的变比得到副边绕组的匝数为匝。（2） 原边电感及其气隙长度的计算：由，（3） 辅助绕组的计算辅助绕组的计算和副边绕组的计算方法一样，只不过，于是有有关公式得变比K=4.845，取8匝。（4） 电流检测参

19、数计算电流检测电阻，取（5） 电压反馈控制参数计算， 所以：，于是根据已有的元件取到所以：所以选取选取用203电位器代替。五、在电路制作过程中遇到的问题和解决方法在此期间我们遇到了一些问题和故障，下面将一一介绍出现的问题及解决方案。（1） 变压器响声刺耳 原因分析：PC3845的三管脚电流取样端有杂波引入，将其滤波RC数值减小，效果明显。（2） 电路制作完成，通电不能工作，整流桥无电压输出原因分析：电路焊接不牢，主电路有虚焊的情况发生。 （3）变压器工作后电压上不去或电压过高不降或其带载能力差，加载时电压下降严重。原因分析：该设计具有反馈控制电路，其主要作用是通过反馈控制稳定输出电压，提高电源带载能力。该电源出现上述现象，主要是因为该反馈控制回路出现问题，例如线路连接错误、断路、虚焊等问题，该问题在课程设计中比较常见，各种原因也得到了验证。（4）吸收电路的电阻发热严重原因分析：吸收电路就是将变压器的漏感吸收掉，漏感太大的话会使电流过大，使电阻发热，后将4.7K的功率电阻换为31K的电阻。（5） 满载时输出端的二极管FR307发热冒烟 原因分析：满载时受纹波的影响输出电流过