光电二极管检测电路的工作原理及设计方案

1、光电二极管检测电路的工作原理及设计方案 导读：本文论述了光电二极管检测电路的组成及工作原理，给出了光电二极管、前置运放、反馈网络的SPICE子模型及系统模型；着重分析了系统稳定性、噪声特性以及提高稳定性和 减小噪声的方法。提供了采用通用电路模拟软件SPICE进行相关性能模拟的实例。o关键字0 光检测电路SPICE模拟稳定性噪声特性光电二极管及其相关的前置放大器是基本物理量和电子量之间的桥梁。许多精密应 用领域需要检测光亮度并将之转换为有用的 数字信号。光检测电路可用于 CT扫描仪、 血液分析仪、烟雾检测器、位置 传感器、红外高温计和色谱分析仪等系统中。在这些电 路中，光电二极管产生一个与照明度

2、成比例的微弱电流。而前置放大器将光电二极管传 感器的电流输出信号转换为一个可用的电压信号。看起来好象用一个光电二极管、一个 放大器和一个电阻便能轻易地实现简单的电流至电压的转换，但这种应用电路却提出了 一个问题的多个侧面。为了进一步扩展应用前景，单电源电路 还在电路的运行、稳定性及噪声处理方面 显示出新的限制。本文将分析并通过模拟验证这种典型应用电路的稳定性及噪声性能。首先探讨电路 工作原理，然后如果读者有机会的话，可以运行一个SPJCE模拟程序，它会很形象地说明电路原理。以上两步是完成设计过程的开始。第三步也是最重要的一步（本文未作讨 论）是制作实验模拟板。1光检测电路的基本组成和工作原理设

3、计一个精密的光检测电路最常用的方法是将一个光电二极管跨接在一个CMOS输入放大器的输入端和反馈环路的电阻之间。这种方式的单电源电路示于图1中。在该电路中，光电二极管工作于光致电压（零偏置）方式。光电二极管上的入射光 使之产生的电流ISC从负极流至正极，如图中所示。由于CMOS放大器反相输入端的输入阻抗非常高，二极管产生的电流将流过反馈电阻RF。输出电压会随着电阻 RF两端的压降而变化。图中的放大系统将电流转换为电压，即VOUT = ISC XRF (1)图1单电源光电二极管检测电路式(1)中，VOUT是运算放大器输出端的电压，单位为V;ISC是光电二极管产生的电流，单位为 A;RF是放大器电路

4、中的反馈电阻，单位为W。图1中的CRF是电阻RF的寄生电容和电路板的分布电容，且具有一个单极点为1/( 2p RF CRF )。用SPICE可在一定频率范围内模拟从光到电压的转换关系。模拟中可选的变量是放大器的反馈元件RF。用这个模拟程序，激励信号源为ISC，输出端电压为 VOUT。此例中，RF的缺省值为1MW ，CRF为0.5pF。理想的光电二极管模型包括一个 二极管和理想的电流源。给出这些值后，传输函数中的极点等于1/( 2p RFCRF )，即318.3kHz。改变RF可在信号频响范围内改变极点。遗憾的是，如果不考虑稳定性和噪声等问题，这种简单的方案通常是注定要失败的。 例如，系统的阶跃

5、响应会产生一个其数量难以接受的振铃输出，更坏的情况是电路可能 会产生振荡。如果解决了系统不稳定的问题，输出响应可能仍然会有足够大的噪声”而得不到可靠的结果。实现一个稳定的光检测电路从理解电路的变量、分析整个传输函数和设计一个可靠 的电路方案开始。设计时首先考虑的是为光电二极管响应选择合适的电阻。第二是分析 稳定性。然后应评估系统的稳定性并分析输出噪声，根据每种应用的要求将之调节到适 当的水平。这种电路中有三个设计变量需要考虑分析，它们是：光电二极管、放大器和R/C反馈网络。首先选择光电二极管，虽然它具有良好的光响应特性，但二极管的寄生电容将 对电路的噪声增益和稳定性有极大的影响。另外，光电二极

6、管的并联寄生电阻在很宽的 温度范围内变化，会在温度极限时导致不稳定和噪声问题。为了保持良好的线性性能及 较低的失调误差，运放应该具有一个较小的输入偏置电流(例如CMOS工艺)。此外，输入噪声电压、输入共模电容和差分电容也对系统的稳定性和整体精度产生不利的影响。 最后，R/C反馈网络用于建立电路的增益。该网络也会对电路的稳定性和噪声性能产生 影响。2光检测电路的 SPICE模型2.1光电二极管的SPICE模型一个光电二极管有两种工作方式：光致电压和光致电导，它们各有优缺点。在这两种方式中，光照射到二极管上产生的电流ISC方向与通常的正偏二极管正常工作时的方向相反，即从负极到正极。光电二极管的工作

7、模型示于图 2中，它由一个被辐射光激发的电流源、理想的二极 管、结电容和寄生的串联及并联电阻组成。CD°"1Dfu11111)PD )十图2非理想的光电二极管模型当光照射到光电二极管上时，电流便产生了，不同二极管在不同环境中产生的电流ISC、具有的CPD、RPD值以及图中放大器输出电压为05V所需的电阻RF值均不同，例如SD-020-12-001 硅光电二极管，在正常直射阳光（1000fc 英尺-烛光）时，ISC=30m A、CPD=50pF、RPD=1000MW 、RF=167kW ;睛朗白天（100fc ）时，ISC = 3m A、CPD=50pF、RPD= 1000

8、MW、RF=1.67MW ;桌上室内光（1.167fc ）时，I SC=35nA、CPD=50pF、RPD=1000MW 、RF=142.9MW 。可见光照不同时，ISC 有 显著变化，而 CPD、RPD基本不变。工作于光致电压方式下的光电二极管上没有压降，即为零偏置。在这种方式中，为 了光灵敏度及线性度，二极管被应用到最大限度，并适用于精密应用领域。影响电路性 能的关键寄生元件为 CPD和RPD，它们会影响光检测电路的频率稳定性和噪声性能。结电容CPD是由光电二极管的 P型和N型材料之间的耗尽层宽度产生的。耗尽层 窄，结电容的值大。相反，较宽的耗尽层（如 PIN光电二极管）会表现出较宽的频谱

9、响 应。硅二极管结电容的数值范围大约从 20或25pF至肌千pF以上。结电容对稳定性、 带宽和噪声等性能产生的重要影响将在下面讨论。在光电二极管的数据手册中，寄生电阻 RPD也称作 分流”电阻或 暗”电阻。该电阻 与光电二极管零偏或正偏有关。在室温下，该电阻的典型值可超过100MW。对于大多数应用，该电阻的影响可被忽略。分流电阻RPD是主要的噪声源，这种噪声在图2中示为ePD。RPD产生的噪声称作散粒噪声（热噪声），是由于载流子热运动产生的。二极管的第二个寄生电阻 RS称为串联电阻，其典型值从10W 到1000W 。由于此 电阻值很小，它仅对电路的频率响应有影响。光电二极管的漏电流IL是引发误

10、差的第四个因素。如果放大器的失调电压为零，这种误差很小。与光致电压方式相反，光致电导方式中的光电二极管具有一个反向偏置电压加至光传感元件的两端。当此电压加至光检测器上时，耗尽层的宽度会增加，从而大幅度地减 小寄生电容CPD的值。寄生电容值的减小有利于高速工作，然而，线性度和失调误差尚未最优化。这个问题的折衷设计将增加二极管的漏电流IL和线性误差。下面将集中讨论光致电压方式下的光电二极管的应用领域。22 运放的SPICE模型运算放大器具有范围较宽的技术指标及性能参数，它对光检测电路的稳定性和噪声 性能影响很少。其主要参数示于图3的模型中，它包括一个噪声源电压、每个输入端的寄生共模电容、输入端之间

11、的寄生电容及与频率有关的开环增益。输入差分电容 CDIFF和输入共模电容 CCM是直接影响电路稳定性和噪声性能的寄 生电容。这些寄生电容在数据手册中通常规定为典型值，基本不随时间和温度变化。另一个涉及到输入性能的是噪声电压，该参数可模拟为运放同相输入端的噪声源。此噪声源为放大器产生的所有噪声的等效值。利用此噪声源可建立放大器的全部频谱模 型，包括1/f噪声或闪烁噪声以及宽带噪声。讨论中假设采用CMOS输入放大器，则输入电流噪声的影响可忽略不计。图3非理想的运放模型当运行SPICE噪声模拟程序时，必须使用一个独立的交流电压源或电流源。为了模拟放大器的输入噪声 RTI，个独立的电压源 VIN应加在

12、放大器的同相输入端。另外， 电路中的反馈电阻保持较低值(100W )，以便在评估中不影响系统噪声。图3模型中的最后一个技术指标为在频率范围内的开环增益AOL (jw )，典型情况下，在传输函数中该响应特性至少有两个极点，该特性用于确定电路的稳定性。在这个应用电路中，对运放有影响而未模拟的另一个重要性能参数是输入共模范围 和输出摆幅范围。一般而言，输入共模范围必须扩展到超过负电源幅值，而输出摆幅必 须尽可能地摆动到负电源幅值。大多数单电源CMOS放大器具有负电源电压以下0.3V的共模范围。由于同相输入端接地，此类性能非常适合于本应用领域。当放大器对地的 负载电阻为小于 RF /10时，则单电源放

13、大器的输出摆幅可最优化。如果采用这种方法，最坏情况下放大器负载电阻的噪声也仅为总噪声的0.5%。SPICE宏模型可以模拟也可以不模拟这些参数。一个放大器宏模型会具有适当的开环增益频率响应、输入共模范围和不那么理想的输出摆幅范围。表1中列出了本文使用的三个放大器宏模型的特性。光电二极管和放大器的寄生元件对电路的影响可容易地用SPICE模拟加以说明。例如，在理想情况下，可以通过使用ISC的方波函数和观察输出响应来进行模拟。2.3反馈元件模型本应用中应该考虑的第三个即最后一个变量是放大器的反馈系统。图4示出一个反馈网络模型。在图4中，分离的反馈电阻 RF也有一个噪声成分 eRF和一个寄生电容 CRF

14、。寄生电容CRF为电阻RF及与电路板/接线板相关的电容。此电容的典型值为0.5pF 到 1.0pF。CF是反馈网络模型中包含的第2个分离元件，用于稳定电路。寄生元件模型表1本文提到的运放宏模型特性典羽莓数MCP601输入差分电容即F3pF3pF输入扶模电容QpFepF&pF温度范围内的辎入偏流Op A50pA50pA输入电压噪芦250mA250m A25m A増益叱频零无极点在袪输函數中有2亍极点在隹输函數中有2个极点单位増益栢交旳的相位割艮60°&0°增益带宽稅f GB7）耒确定2.8MHZ100kHz将三个子模型（光电二极管、运放和反馈网络）组合起来可组

15、成光检测电路的系统 模型。如图5所示。3系统模型的相互影响和系统稳定性分析当光电二极管配置为光致电压工作方式时，图5所示的系统模型可用来定性分析系统的稳定性。这个系统模型的 SPICE能模拟光电二极管检测电路的频率及噪声响应。尤其是在进入硬件实验以前，通过模拟手段可以容易地验证并设计出良好的系统稳定性。该过程是 评估系统的传输函数、确定影响系统稳定性的关键变量并作相应调整的过程。该系统的传输函数为Cc图5标准光检测电路的系统模型式(2)中，AOL (jw )是放大器在频率范围内的开环增益。b是系统反馈系数，等于1/( 1+ZF/ZIN )。1/b也称作系统的噪声增益。ZIN是输入阻抗，等于 R

16、PD/1/ jw (CPD+CCM+ CDIFF ) ;ZF是反馈阻抗， 等于 RF /1/ : jw (CRF+CF )。通过补偿AOL (jw ) ' b的相位可确定系统的稳定性，这可凭经验用AOL (jw )和1/b的Bode图来实现。图6中的各图说明了这个概念。开环增益频率响应和反馈系数的倒数(1/b )之间的闭合斜率必须小于或等于一20dB/10倍频程。图6中(a)、( c)表示稳定系统，(b)、( d)表示不稳定系统。在(a)中，放大器的开环增益(AOL (jw )以零dB随频率变化并很快变化到斜率为20dB/10倍频程。尽管未在图中显示，但这个变化是由开环增益响应的一个极

17、点导致的，并伴随着相位的变化，在极点以前开始以10倍频程变化。即在极点的10倍频程处， 相移约为0°。在极点发生的频率处，相移为一45°。当斜率随着频率变化，到第二个极点时开环增益响应变化至-40dB/10倍频程。并再次伴随着相位的变化。第3个以零点响应出现，并且开环增益响应返回至一 20dB/10倍频程的斜率。StableUnstable Systems-MdE/decadjs1用SCHB/iecadf!(b)C图6确定系统稳定性的 Bode图在同一个图中，1/b曲线以零dB开始随频率变化。1/b随着频率的增加保持平滑， 直到曲线末尾有一个极点产生，曲线便开始衰减20dB

18、/10倍频程。图(a)中令人感兴趣的一点就是AOL (jw )曲线和1/b曲线的交点。两条曲线交点的斜率示出了系统的相位容限，也预示着系统的稳定性。在图中，交点斜率为20dB/10倍频程。在这种情况下，放大器将提供-90°的相移，而反馈系数则提供零度相移。 相移和系统的稳定性均由两条曲线的交点决定。1/b相移和AOL (jw )相移相加，系统的相移为90°，容限为90°。从理论上说，如果相位容限大于零度，系统是稳定的。 但实际应用中相位容限至少应有 45°才能使系统稳定。在图6的(c)中，AOL (jw )曲线和1/b曲线的交点表示一个在一定程度上稳定

19、的系统。此点 AOL (jw )曲线正以一20dB/10倍频程的斜率变化，而 1/b曲线正从2 OdB/1O倍频程的斜率转换到 OdB/1O倍频程的斜率。AOL (jw )曲线的相移为一90° 。 1/b曲线的相移则为一45°。将这两个相移相加后，总的相移为一135°，即相位容限为45°。虽然该系统看上去较稳定，即相位容限大于0°，但是电路不可能像计算或模拟那样理想化，因为电路板存在着寄生电容和电感。结果，具有这样大小的相位容限，这个系统只能是 一定程度上的稳定”。图6中(b)、( d)均为不稳定系统。在(b)图中，AOL (jw )以一20d

20、B/10倍 频程的斜率变化。1/b则以+20dB/10倍频程的斜率变化。 这两条曲线的闭合斜率为 40d B/10倍频程，表示相移为180°，相位容限为0°。Cp = J(50pF+3pF+ t5pF)R2ii2.SMHz)- 0.5pP“加pF在(d)图中，AOL (jw )以一40dB/10倍频程的斜率变化。而1/b以0dB/10倍频程的斜率变化。两条曲线的闭合斜率为40dB/10倍频程，表示相移为一180°。通过模拟可表明使用非理想的光电二极管和运放模型会造成相当数量的振铃或不稳 定因素。在频率域内重新进行这种模拟会很快重现这种不稳定因素。系统的不稳定性可用

21、两种方法校正：(1)增加一个反馈电容 CF; (2)改进放大器，使其具有差分AOL频率响应或差分输入电容。Cp = 2k JpOpF-I- 3pF+pF)J(2n.>sIIWOx 2.8MHz)-0.5pF=2,16pF改变反馈电容。系统中影响噪声增益1/b频率响应的有光电二极管的寄生电容、运放的输入电容，其阻抗以ZIN表示，放大器反馈环路的寄生元件，其阻抗以ZF表示。ZIN = RPD /1/ : jw (CPD+CCM+CDIFF )ZF = RF /1/jw (CRF+CF )(3)1/b = 1+ZF/ZIN噪声增益1/b曲线的极点、零点如图 7所示。开环增益频率响应和反馈系数的

22、倒数 1/b间的闭合斜率必须小于或等于20dB/10倍频程。在图7中，极零点频率如下：fP仁1/ (2p (RPD/RF )( CPD+CCM+CDIFF+CF+CRF )fP2 =1/ (2p RS CPD )fZ=1/ (2p RF ( CF+CRF )(4)图7噪声增益1/b曲线的极零点图从式（4）中容易地看出，加大 CF将降低fP1，并降低高频增益1+ （CPD+CCM +CDIFF ） / （CF+CRF ）。1/b网络的极点设计成1/b与放大器的开环增益曲线相交的那一点。此时频率就是 这两条曲线的几何平均值。CF可计算如下= JGd -CM 斗- CKJ(5)式（5）中fU是放大器

23、的增益带宽积。此时，系统具有45°的总相位容限，阶跃响应将呈现25%的过冲。对于使用 MCP601放大器的电路，CF的值将为CF =-0.5pf=I 33pF这种最佳的计算结果是建立在假设放大器参数如带宽或输入电容以及反馈电阻值没 有改变，二极管的寄生电容也无改变基础上的。较保守的计算方法 CF的取值为q = 2m /4亡血+勺肝贰2"掩用）-CfiT （ 6）此时系统的相位容限将为 65°，而阶跃函数的过冲是 5%。用式（6），CF的值将 为5 = 2工 (50pF+3pF+pFM2nx 12.EMHz)0.5pF = 31dpF#7#10分别这种保守的方法会轻微增加系统噪声。上述两种结果均可用模拟程序 对表1中的MCP601和OPAMP#2 进行模拟。8所示。图8中将整个响应分成五个区域便可容1/b ）乘以放大器噪声的均系统的噪声性能是通过计算或模拟而推导出来的，它涉及到频率响应中五个区域的 噪声和反馈电阻噪声。这五个区域如图 易地计算出噪声电压。每个区域内的总噪声等于系统增益（ 方根值。RF的噪声不乘系统增益。该系统的噪声电压完整计算如下(7)2 ,5 )。式中e2N是指定频率范围内的平方累积噪声，（N=1 ,尽管这些计算看来较冗长，但还是相当有指导意义的。计算结果将得出总的系统噪 声并指出有问题的区域。系统噪声的累积均