模拟电子技术基础总结材料

1、第一章晶体二极管及应用电路一、半导体知识1本征半导体单质半导体材料是具有 4价共价键晶体结构的硅（Si）和锗（Ge）（图1-2）。前 者是制造半导体IC的材料（三五价化合物砷化镓 GaAs是微波毫米波半导体器件和 IC 的重要材料）。纯净（纯度>7N）且具有完整晶体结构的半导体称为本征半导体。在一定的温度 下，本征半导体的最重要的物理现象是本征激发（又称热激发或产生）（图1-3 ）。本征激发产生两种带电性质相反的载流子一一自由电子和空穴对。温度越高，本征激发越强。空穴是半导体中的一种等效q载流子。空穴导电的本质是价电子依次填补本征晶格中的空位，使局部显示q电荷的空位宏观定向运动（图 1-

2、4）。在一定的温度下，自由电子与空穴在热运动中相遇，使一对自由电子和空穴消失 的现象称为载流子复合。复合是产生的相反过程，当产生等于复合时，称载流子处于平 衡状态。2 杂质半导体在本征硅（或锗）中渗入微量5价（或3价）元素后形成 N型（或P型）杂质半导体（N型：图1-5, P型：图1-6 ）。在很低的温度下，N型（P型）半导体中的杂质会全部电离，产生自由电子和杂质正离子对（空穴和杂质负离子对）。由于杂质电离，使 N型半导体中的多子是自由电子，少子是空穴，而P型半导体中的多子是空穴，少子是自由电子。在常温下，多子 >> 少子（图1-7 ）。多子浓度几乎等于杂质浓度，与温度无关；两 少

3、子浓度是温度的敏感函数。在相同掺杂和常温下，Si的少子浓度远小于 Ge的少子浓度。3 半导体中的两种电流在半导体中存在因电场作用产生的载流子漂移电流（这与金属导电一致）；还存在因载流子浓度差而产生的扩散电流。4. PN 结在具有完整晶格的 P型和N型材料的物理界面附近，会形成一个特殊的薄层一一 PN 结（图 1-8）。 PN结是非中性区（称空间电荷区），存在由N区指向P区的建电场和建电压；PN 结载流子数远少于结外的中性区（称耗尽层）；PN结的电场是阻止结外两区的多子越结扩散的（称势垒层或阻挡层）。正偏PN结（P区外接高于N区的电压）有随正偏电压指数增大的电流；反偏 PN 结（P区外接低于N区

4、的电压），在使PN结击穿前，只有其值很小的反向饱和电流Is。即PN结有单向导电特性（正偏导通，反偏截止）。v/Vt PN结的伏安方程为：I b（e 1），其中，在T=300K时，热电压 弘；26mV。非对称PN结有P N结（P区高掺杂）和PN结（N区高掺杂），PN结主要向低 掺杂区域延伸（图1-9 ）。二、二极管知识普通二极管芯片就是一个PN结，P区引出正电极，N区引出负电极（图 1-13）。在低频运用时，二极的具有单向导电特性，正偏时导通，Si管和Ge管导通电压典型值分别是0.7V和0.3V;反偏时截止，但 Ge管的反向饱和电流比 Si管大得多（图 1-15 ）。低频运用时，二极管是一个非线

5、性电阻，其交流电阻不等于其直流电阻。1diDrd、rdvD二极管交流电阻“定义：Q稳压管电路设计时，要正确选取限流电阻，使稳压管在一定的负载条件下正常工 作。二极管交流电阻rd估算：rd VT / I D二极管的低频小信号模型就是交流电阻rd，它反映了在工作点 Q处，二极管的微变电流与微变电压之间的关系。二极管的低频大信号模型是一种开关模型，有理想开关、恒压源模型和折线模型 三种近似（图1-20 ）。三、二极管应用1 单向导电特性应用整流器：半波整流（图1-28），全波整流（图 P1-8a）,桥式整流（图 P1-8b）限幅器：顶部限幅，底部限幅，双向限幅（图P1-9）钳位电路*通信电路中的应用

6、* :检波器、混频器等2. 正向导通特性及应用二极管正向充分导通时只有很小的交流电阻，近似于一个0.7V （Si管）或0.3V （Ge管）的恒压源。3. 反向击穿及应用二极管反偏电压增大到一定值时，反向电流突然增大的现象即反向击穿。反向击穿的原因有价电子被碰撞电离而发生的“雪崩击穿”和价电子被场效激发 而发生的“齐纳击穿”。反向击穿电压十分稳定，可以用来作稳压管（图1-33 ）。4高频时的电容效应及应用高频工作时，二极管失去单向导电特性，其原因是管的PN结存在电容效应（结电容）。结电容分为PN结的势垒电容 Ct与PN结两侧形成的扩散电容 cd。 CT随偏压的增大而增大，CD与正偏电流近似成正比

7、。反偏二极管在高频条件下，其等效电路主要是一个势垒电容CT。利用这一特性的二极管称为变容二极管。变容二极管在通信电路中有较多的应用。第二章双极型晶体三极管（BJT）一、BJT原理双极型晶体管（BJT）分为NPN管和PNP管两类（图2-1,图2-2）。当BJT发射结正偏，集电结反偏时，称为放大偏置。在放大偏置时，NPN管满足VC VB VC ； PNP 管满足 VC VB VE。Vbe 叫VEB /Vp放大偏置时，作为PN结的发射结的 VA关系是：iE kse（ NPN ）,e I Ese（PNP）。在BJT为放大偏置的外部条件和基区很薄、发射区较基区高掺杂的部条件下，发射极电流iE将几乎转化为

8、集电流ic，而基极电流较小。icN在放大偏置时，定义了iE （ icN是由iE转化而来的ic分量）极之后，可以导出两个关于电极电流的关系方程：iC _iE ICBOiCiB （1） 1 CBOiB 1 CEO其中 1 - , 1CEO是集电结反向饱和电流，ICEO （1）ICBO是穿透电流。放大偏置时，在一定电流围，iE、ic、iB基本是线性关系，而 Vbe对三个电流都是指数非线性关系。放大偏置时：三电极电流主要受控于Vbe，而反偏 心通过基区宽度调制效应，对电流有较小的影响。影响的规律是；集电极反偏增大时，I，Ie增大而Ib减小。发射结与集电结均反偏时BJT为截止状态，发射结与集电结都正偏时

9、，BJT为饱和状态。二、BJT静态伏安特性曲线三端电子器件的伏安特性曲线一般是画出器件在某一种双口组态时输入口和输出口的伏安特性曲线族。BJT常用CE伏安特性曲线，其画法是：输入特性曲线：iB f（VBE）VcE常数（图2-13）输出特性曲线：iB f （Vce） |b常数（图2-14）输入特性曲线一般只画放大区，典型形状与二极管正向伏安特性相似。输出特性曲线族把伏安平面分为 4个区（放大区、饱和区、截止区和击穿区）放 大区近似的等间隔平行线，反映近似为常数，放大区曲线向上倾是基区宽度调制效应所致。增加，|CBO增加和输入特性曲线左移。当温度增加时，会导致ic-h叫 T，直流；交流iEIc l

10、im 0 iIb三、BJT主要参数电流放大系数：直流满足 1。极间反向电流：集电结反向饱和和电流IcBO ;穿透电流1CEO极限参数：集电极最大允许功耗PCM ；基极开路时的集电结反向击穿电压BVCE。；集电极最大允许电流IcM特征频率fTBJT小信号工作，当频率增大时使信号电流ic与ib不同相，也不成比例。若用相量表示为& , &，则& &矗称为高频。fT是当高频&的模等于1时的频率。四、BJT小信号模型无论是共射组态或共基组态，其放大电压信号的物理过程都是输入信号使正偏发射结电压变化，经放大偏置BJT部的Vbe的正向控制过程产生集电极电流的相应变化（

11、ic出现信号电流），ic在集电极电阻上的交流电压就是放大的电压信号。当发射结上交流电压|Vbe| 5 mV时，BJT的电压放大才是工程意义上的线性放大。BJT混合 小信号模型是在共射组态下推导出的一种物理模型（图2-28），模型中有七个参数：基本参数：基区体电阻rbb，由厂家提供、高频管的 rbb比低频管小rbe （1 产（1）re基区复合电阻be :估算式：Ie, re 发射结交流电阻300K跨导 g m :估算 gm1 C /VT38.51 C ( ms) , rb e , g m关系： rb eg m基调效应参数 G :估算ce VA/IC , VA 厄利电压高频参数：集电结电容Cbc

12、:由厂家给出;be :估算beee1beeebe以上参数满足：gmCbc*g mCb e发射结电容Cbe :估算2 fT最常用的BJT模型是低频简化模型（1 ）电压控制电流源（ic gmvbe ）模型（图2-23）（2）电流控制电流源（社 ）模型（图2-24，常用），其中be rbb be第二章晶体管放大器基础、基本概念向放大器输入信号的电路模型一般可以用由源电压Vs串联源阻Rs来表示，接受被放大的信号的电路模型一般可以用负载电阻RC来表示（图3-1 ）。未输入信号（静态）时，放大管的直流电流电压称为放大器的工作点。工作点由 直流通路求解。放大器工作时，信号（电流、电压）均迭加在静态工作点上，

13、只反映信号电流、 电压间关系的电路称为交流通路。放大器中的电压参考点称为“地”，放大器工作时，某点对“地”的电压不变（无 交流电压），该点为“交流地”。交流放大器中的耦合电容可以隔断电容两端的直流电压，并无衰减地将电容一端 的交流电压传送到另一端，耦合电容上应基本上无交流电压，或即是交流短路的。傍路 电容也是对交流电流短路的电容。画交流通路时应将恒压源短路（无交流电压），恒流源开路（无交流电流）；耦合、傍路电容短路（无交流电压）。画直流通路时应将电容开路（电容不通直流），电感短路（电感上直流电压为零）。二、BJT偏置电路1.固定基流电流（图 3-7a）特点：简单， 订随温度变化小；但输出特性曲

14、线上的工作点（vce、ic ）随温度变化大。VCC CC VCEic直流负载线RC2基极分压射极偏置电路（图3-14）特点：元件稍多。但在满足条件Re 10 （ RiR2 ）时，工作点Q （ Vce , ic ）BE1 B Q 点估计Rb, I C I B , VCE VCC 1 C RC随温度变化很小，稳定工作点的原理是电流取样电压求和直流负反馈（§744）。I C I E Q点估算：(VCC R2(RiR2VCEVbe )/ReVCC( RcRe)I(直流负载线i亠VccVCEiCRcReRcRe以上近似计算在满足Re1O（R1 / R2）时有足够的准确性。三、基本CE放大器的大

15、信号分析交流负载线是放大器（图 3-6b）工作时，动点（Vce , ic ）的运动轨迹。交流负载线1经过静态工作点，且斜率为RC RL 。因放大器中晶体管的伏安特性的非线性使输出波形出现失真，这是非线性失真。非线性失真使输出信号含有输入信号所没有的新的频率分量。大信号时，使 BJT进入饱和区产生饱和失真；使BJT进入截止区，产生截止失真。NPN管CE放大器的削顶失真是截止失真；削底失真是饱和失真。对于PNP管CE放大器则相反。将工作点安排在交流负载线的中点，可以获得最大的无削波失真的输出。四、BJT基本组态小信号放大器指标1. 基本概念：输入电阻Ri是从放大器输入口视入的等效交流电阻。Ri是信

16、号源的负载，Ri表明放大器向信号源吸收信号功率。放大器在输出口对负载Rl而言，等效为一个新的信号源（这说明放大器向负载 Rl输出功率p0），该信号源的阻即输出电阻Ro。任何单向化放大器都可以一个通用模型来等效（图3-36）。由此模型，放大器各种增益定义如下：端电压增益:AV0Vi源电压增益:ASA/SAVsRs RioAi-电流增益:负载开路电压增益（电压增益）ViRlrrla70Poap 一 IAJIA I功率增益：P-Av、Avs、Ai、Avo的分贝数为20lg|A| ；Ap的分贝数为10|g ap 。不同组态放大器增益不同，但任何正常工作的放大器，必须2. CE、CB、CC放大器基本指标

17、 Av，管端输入电阻Ri ,管端输出电阻Ro。用电流控制电流源（icib ） BJT低频简化模型（图2-24）导出的三个组态的上述基本指标由表3-1归纳。表3-1 BJT三种基本放大器小信号指标CE放大器CB放大器CC放大器简 化 交 流 通 路O-AVRlbe （大，反相）gmRL（rbe>>rbb）Rlbe （大，同相）gmRL（rb'» rbb'1 Rlrbe 1Rl （<1 ,同相）Rlre Rl（rb '»bb'rbe （中）（1+ 卩）re （rb'»rbb'be1re （rb '

18、;»bb'rbe+（1+ 卩）Rl （大）（1+ 卩）（re+ Rl ）（rb'»rbb'Ro0.5rcerce （大，与信号源阻有关）r ce0.5rb'（很大，与信号源阻有关）rbeRs1（小，与Rs有关）,（Rs Rs Rb）功率增益最大（3.3.4节）, Ri、Ro适中，易于与前后 级接口，使用广泛。五、多级放大电路1.基本概念高频放大时性能好，常与CE 和CC组态结合使用。如CE-CB组态、CC-CB组态。Ri大而Ro小，可作高阻抗 输入级和低阻抗输出级，隔离级和功率输出级。（图3-39 ）、变压器耦合（图-多级放大器的级间耦合方式

19、主要有电容耦合（阻容耦合）3-41）和直接耦合（图 3-42、3-43）三种方式。对于直接耦合放大器，其工作频率的下限可以为零（称为直流放大器），但输出易发生所谓“零点漂移”（输出端静态电压缓慢变化），形成假信号。零点漂移的主要原因是前级 工作点随温度变化，这种变化因级间直接耦合被逐级放大。在输出端出现可观的漂移电压。直流放大器由于输入输出不能使用隔直耦合电容，希望在无输入信号时，输入端口和输出端口的静态直流电压为零。满足这种条件的直流放大器称为满足零输入、零输出条件。只有用正负双电源供电的直流放大器才能实现零输入和零输出。由于供电电压源存在阻，使各级放大器发生“共电耦合”，这种共电耦合可能导

20、致放大器指标变坏甚至自激。放大器中的电源去耦电路就是为了减小和消除共电耦合（图3-39、3-40）。2 多级放大器指标计算后级放大器的输入电阻是前级放大器的负载，在计算前级放大器的增益时，一定要把这个输入电阻计为负载来计算增益。第一级放大器的输入电阻即多级放大器的输入电阻；末级放大器的输出电阻即多级放大器的输出电阻。计算多级放大器电压增益的一般方法是求出各级增益，再将其相乘。对BJT多级基本放大器的一种有效的计算增益的方法是“观察法”，应该掌握。BJT两种重要的组合放大电路是共射一共基和共集一共基组态，其实用电路之一分别是图3-45 （CE-CB ）和图3-47 （ CC-CB ）,应能画出并

21、计算这两个电路的指标。第四章场效应管（FET）及基本放大电路一、场效应管（FET）原理 FET分别为JFET和MOSFET两大类。每类都有两种沟道类型，而MOSFET又分为增强型和耗尽型（JFET属耗尽型），故共有6种类型FET （图4-1 ）。 JFET和MOSFET部结构有较大差别，但部的沟道电流都是多子漂移电流。一般情况下，该电流与Vgs、Vds都有关。沟道未夹断时，FET的D-S 口等效为一个压控电阻（Vgs控制电阻的大小），沟道全 夹断时，沟道电流iD为零；沟道在靠近漏端局部断时称部分夹断，此时iD主要受控于vGS ,而Vds影响较小。这就是 FET放大偏置状态；部分夹断与未夹断的临

22、界点为预夹断。在预夹断点，Vgs与Vds满足预夹断方程：耗尽型FET的预夹断方程：Vds Vgs Vp （ Vp 夹断电压）增强型FET的预夹断方程：Vds Vgs vt （ vt 开启电压）各种类型的FET，偏置在放大区（沟道部分夹断）的条件由表4-4总结。表4-4 FET放大偏置时vgs与vds应满足的关系极性放大区条件VdsN沟道管：正极性（Vds>0）Vds>Vgs Vp(或 Vt)>0P沟道管：负极性（Vds<0）Vds<Vgs Vp(或 Vt)<0Vgs结型管：反极性增强型MOS管：同极性 耗尽型MOS管：双极型N沟道管：Vgs>Vp（或V

23、t）P沟道管：Vgs<Vp（或Vt）-偏置在放大区的 FET , Vgs iD满足平方律关系:耗尽型：i|(1VGS fDDSSVp( I DSS 零偏饱和漏电流）增强型：2i D k(vGS VT ) * FET输出特性曲线反映关系iD f（VDS）VGs参变量，该曲线将伏安平面分为可变电阻区 （沟道未夹断），放大区（沟道部分夹断）和截止区（沟道全夹断）；FET转移特性曲线反映在放大区的关系iD f（vGS）（此时参变量Vds影响很小），图4-17画出以漏极流向源极的沟 道电流为参考方向的 6种FET的转移特性曲线，这组曲线对表4-4是一个很好映证。二、FET放大偏置电路源极自给偏压电

24、路（图 4-18）。该电路仅适用于耗尽型 FET。有一定稳Q的能力，求 解该电路工作点的方法是解方程组：iD I dss （v Vgl）2 对于增强型 FET,用关系式 id k（VGs VJ2Vp混合偏压电路（图 4-20）。该电路能用于任何 FET，在兼顾较大的工作电流时，稳Q的效果更好。求解该电路工作点的方法是解方程组:平方律关系式VGSVCC R2R1R2Rsi D以上两个偏置电路都不可能使FET全夹断，故应舍去方程解中使沟道全夹断的根。三、FET小信号参数及模型迭加在放大偏置工作点上的小信号间关系满足一个近似的线性模型（图4-22低频模型，图4-23高频模型）。-小信号模型中的跨导V

25、GSgm反映信号Vgs对信号电流id的控制。gm等于FET转移特性曲线上 Q点的斜率。2 g m I DSS I Dgm的估算：耗尽管|Vp|增强管gm 2 . kl DVds|rds 小信号模型中的漏极阻iD Qrds是FET “沟道长度调效应”的反映，rds等于FET输出特性曲线 Q点处的斜率的倒数。四、基本组态FET小信号放大器指标1. 基本知识 FET有共源（CS）共漏（CD）和共栅（CG）三组放大组态。CS和CD组态从栅极输入信号，其输入电阻Ri由外电路偏置电阻决定，R可以很大。 CS放大器在其工作点电流和负载电阻与一个CE放大器相同时，因其gm较小，1 A 1可能较小，但其功率增益

26、仍可能很大。 CD组态又称源极输出器，其 凡1。在三种FET组态中，CD组态输入电阻很大，而输出电阻较小，因此带能力较强。由于FET的电压电流为平方关系，其非线性程度较BJT的指数关系弱。因此，FET放大器的小信号线性条件对 Vgs幅度限制会远大于 BJT线性放大时对Vbe的限制（Vbe 5mV ）。2. CS、CD和CG组态小信号指标由表4-6归纳总结。表4-6 FET基本组态放大器小结Rig,很大g,很大R Lr ds11 g m R Lg m，较小1 r ds R l （条件：gm ）Rords，较大1 1rds g m g m，较小>rds，取大Ai决定于Rg , Ai>&

27、gt; 1决定于Rg , Ai>> 1Ai<1类似CE放大器CC放大器CB放大器第五章模拟集成单元电路一、半导体IC电路特点在半导体集成电路中， 晶体管工艺简单且占有芯片面积小； 集电电阻、集成电容工艺并 不简单且占有芯片的面积随元件值增大的明显增大（表5-1）；电感无法集成。根据 IC工艺的这些特点，IC电路设计思想是尽量多用晶体管，少用电阻（特别是阻值大的电阻），尽量不用电容。二、恒流源1. 恒压源与恒流源基本概念恒压源与恒流源都是耗能的电路装置。恒压源的特点是：端口电压随电流变化很小，或即阻很小，恒流源的特点是当端口电压变化时，流过恒流源的电流变化很小， 或即阻很实际伏

28、安 特性 曲线/V实例充分导通的二极管（图5.30a）击穿后的稳压管（图1-35） Vbe倍增电路（图5-30b）偏置在放大区的 BJT当ib =常数， 或Vbe 常数时，ic可视为恒流源（图 5-3, 5, 6）。模拟IC中常用对管组成恒流源（图5-7、 8、 11、 12）2 模拟IC中的恒流源基本镜像恒流源（图 5-7,图5-13a）参考电流IRVcc VbeiI C2恒流源电流阻 r0rce2 *特点:I C21 R，故1 C2是1 R的镜像。该恒流源阻不够大，镜像精度不高。-微电流恒流源（图5-11）参考电流IR恒流源电流关系式:Ic2Vt1 n 區R2I C2特点：用不大的电阻两个

29、可以实现A级的恒流源，故易于集成。该恒流源阻大。心2对电源电压波动不敏感。-此例恒流源（图 5-12）VCCVBE1R R1I C2恒流源电流弘RR2（条件：丨C2与 R参考电流 R相差10倍以时此式准确性较高）特点：阻大，使用灵活。3恒流源在模拟IC的应用 IC放大器中的偏置电路（如恒流源差放图5-20）用恒流源作（集电极）有源负载放大器（图 5-13，图5-21）。采用集电极有源负载 的CE放大器，在后级输入电阻很大的条件下，可以大大提高电压增益。三、差动放大器1.基本知识差放是一种具有两输入端的电路对称、元件配对的平衡电路，它可以有效地放大差 模输入信号；依靠对称性和共模负反馈，差放可以

30、有效抑制共模输入信号（一般为 干扰信号）。差放作直流放大器，可以有效地抑制零点漂移。这是因为零漂可以等效为共模干扰 信号，从而被差放抑制。任模输入信号Vs1 , Vs2的差模和共模分量。Vd差模输入电压：Vid Vs1 Vs2 （输入端的一对差模分量是2 ）1Vic （Vq Vs1 ）共模输入电压分量：2“s差模增益d差放基本指标的定义Vid （有双端输出和单端输出两种方式）AVCVocVic （有双端输出和单端输出两种方式）kcmr共模抑制比差模输入将地的双端输入，但只要Kcmr很大，信号对地单端输入时、输出电压,基本上与差模输入时相同。2. 差放指标的计算方法一一单边等效电路法当信号差模输

31、入时，理想对称差放在对称位置上的点都是交流地。据此，可画差放的差模单边交流通路，由该电路计算AVd。-当信号共模输入时，两对称支路交汇成的公共支路上的交流电流是每支路的两倍。据此可画出差放的共模单边交流通路，由该电路求AVC。理想对称差放的 Avc（双）°。对任意输入信号，可以将其分解成差模和共模分量后，按单边等效电路法求出输出,VicKcmr然后相加，其一般表式为:V° Vod VocAvd VidAvcVicAvd (vid差放增益的符号与 Vid参考方向、Vod （或Voc ）以及单端输出时输出端都有关。确定 差放增益符号时，首先要明确单边等效电路是反相还是同相放大器

32、。采用恒流源偏置的差放（图5-20）可以增大共模负反馈，使Kcmr增大。有源负载差放（图5-21 ）除了使差模增益增加外，还具有双端转单端功能。3 差放的小信号围及大信号限幅特性由于差放的对称性能有效抑制非线性输出的偶次谐波分量，故差放的小信号围比单管放大器宽。恒流源 CE差放的小信号条件是 Md I 28mV。恒流源CE差放当|Vid 1 100 mV时，输出有明显的限幅特性。该特性在通信电子电 路中得到应用。四、功率输出级1.基本概念功率放大器作为多级放大器输出级，工作于大信号状态，故小信号等效电路分析方法不适用。功放关注的指标主要有平均输出信号功率Po效率电源消耗的平均总功率 Pcc最大

33、输出信号功率Pomax非线性失真系数D功放管工作于接近极限参数状态，故功放管安全使用是设计功放要考虑的问题。对BJT功放管，使用中不能超过 Pcm , BVceo和Icm （定义见§ 233）。按功放管的导通的时间不同，功放可分为甲类（A类）、乙类（B类）、丙类（C类）和丁类（D类）。对阻性负载功放，只能工作在甲类或乙类（双管电路）。丙类功放一般是以LC回路作负载的高频谐振功放。-甲类和乙类电阻负载功放比较甲类乙类功放管单管（图5-25a）对管（图5-26C）非线性失真优于乙类有交越失真问题电源功率Pcc与输入信号无关， 静态时仍消耗功率。输入越大，Pcc越大。静态时电源几乎不消耗功

34、率管耗pc静态时最大。静态时为零，激励在某一状态时RC最大。效率<25%<78.5%对功放管的功率 容量的利用低，Po max° 5PCM高Pomax 5PCM-乙类功放在输入信号过零时，因功放管未导通而使输出为零的现象称为交越失真。 可以给功放管加一定的放大偏置使其工作在甲乙类来消除交越失真。但效率也会有 所降低。复合BJT是模拟IC中的一种工艺（又称达林顿组态）。教材表5-4总结了四种BJT 复合管的特点。2. OCL和OTL电路指标OCL电路：正负双电源供电的NPN-PNP互补推挽功放（表 5-3原理电路）。OTL电路：正负单电源供电的NPN-PNP互补推挽功放（表

35、 5-3原理电路）。1 VA VCCOTL正常工作的条件是：（1）静态时两发射极连接的节点处电压2；1V cc（2）耦合电容必须足够大，使一个周期，Vc保持2几乎不变。两种互补推挽功放的指标及极限参数的限制有些结论见表5-3。第六章 放大器的频率响应一、基本知识对放大器输入正弦小信号，贝y输出信号的稳态响应特性即放大器的频率响应。在小信号条件下，且不计非线性失真时，输出信号仍为正弦信号。故可以用输出相量X与输入相量 承之比 即放大器的增益的频率特性函数A(j )来分析放大器的频率响应的特性。 A(j ) X°/X A( )e山)，A()表示输出正弦信号与输入正弦信号的振幅之比。反映放

36、大倍数与输入信号频率的关系，故称A()为增益的幅频特性， A()是输出信号与输入信号的相位差，它反映了放大器的附加相移与输入信号频率的关系，故称A()为增益的相频特性。由相量法分析正弦稳定响应的知识可知，A(j )是关于j的有理分式。放大器在低频段表现出增益的频率特性的原因是电路中的耦合傍路电容在频率很低时 不能视为交流短路，使交流通路中有电抗元件， 从而造成输出的幅度和附加相位与信号频率 有关；放大器在高频段表现出增益的频率特性的原因是晶体管部电抗效应在高频时必须考虑 (如PN结电容的容抗不能再视为)，使等效电路中存在电抗，造成输出与频率有关。1当信号频率降低(或升高)到使 A()下降到中频

37、段增益 A0的2倍时所对应的频率称为放大器的低频截止频率fL (或高频截止频率fH )。放大器的通频带是 BW定义为BW fH fL , BW又称3dB带宽。当对放大器输入频带信号，若输入信号频率的围超过BW时，输出波形会因此发生畸变，此即放大器的频率失真。频率失真分为幅频失真和相频失真。前者是A()变化所致，d a后者是d 不是常数(或即 A不与 成正比)所致。频率失真与非线性失真的重要区别是：对于前者，输出信号没有新的频率分量，且只有输入频带信号时才有频率失真的问题。在直角坐标系下画出的 A() 曲线称为幅频特性曲线；A() 曲线称为相频特性曲线。二、放大器增益函数及特点*将A(j )易以

38、复频率S,则A(S)为放大器的增益函数(即传递函数)-根据信号与系统课的理论，A(S)是零状态下输出的拉氏变换与输入拉氏变换之比。物理可实现系统的 A(S)是关于s的有理分式。使 A(S)分母为零的根称为 A(S)的极 点，使A(S)分子为零的根称为 A(S)的零点，一个稳定系统的极点数 n和零点数 m,满足 n m，且极点的实部为负数(或极点位于 S的左半开平面上)。放大器低频增益函数的n m，且中频增益 A0 Sim Al (S)，放大器高频增益函数ah (S)的 n m，且 A Smo ah (S)。如果A- (S)中某极点频率丨P 1比其它极点和零点频率大10倍以上，则P为低频主极点。

39、如果ah (S)中某个极点频率 A(S)比其它极点、零点频率小10倍以上，则P为高频主 极点。三、波特图一一放大器对数频率特性曲线1 概念波特图的频率轴按lg 定刻度位置，但仍标示频率的值。对数频率轴的特点是每10倍频程相差一个单位长度，且0点在频率轴处。幅频波特图的纵坐标按A()的分贝刻度，即所谓分贝线性刻度(图6-9a)。相频波特图的纵坐标仍按a()的角度刻度(图6-8b)。波特图的优点是易于用渐近线方法近似作频率特性曲线。2 渐近线波特图绘法*首先要判断 A(j )是低频段还是高频段的频率特性函数(全频段A(j )另行讨论)。A(j )的通式为:A(j )K(j zQ(j Z2)L (j

40、 Zm)(j PJ(j B)L (j Pn)若n m ,则为AL(j )；若n m，则为ah (j )。1 低频波特图画法将每个极零点因子化成以下形式Z1Z2A0(1-)(1-)(1 勺)AL(j )jj(1旦)d空)(1邑)jjj( n m，Pi0)Pn(1)画幅频波特图；在幅频特性平面上画出每个因子(包括中频增益A0 )的幅频渐近线波特图，然后相加。每个因子对幅频波特图的贡献如下:-A0的贡献为20lg |A0 1，即一条与无关的水平线;(1-极点因子3在极点频率R左侧贡献负分贝,斜率为20dB/dec。(1-零点因子)j 在零点频率Zi右侧贡献正分贝,斜率为20 dB/dec。(2)画相

41、频波特图：在相频特性平面上画出每个因子(包括Ao)的相频渐近线波特图,然后相加。每个因子的贡献如下:-A0 0，则对相频波特图贡献为0°。-Ao 0，则对相频波特图贡献为180°。极点因子(1刊，在10IRI频点的左而贡献正角度。在101 R |°.1|pi I区间斜率为45o/dec。|P|频点为45°,小于。R丨处保持90°。(1-零点因子在10|乙|左侧贡献角度,0.1|Zi |10|Zi |区间斜率为45° /dec；在|zi|频点处为45。(或45。)，在0.1 |zi|处为90。(或 90o)，小于0.1| zi|时保持9

42、0° (或90°)，角度的符号与零点因子幅角的符号一致。2高频波特图的画法将Ah (j )中每个极零点因子化成以下形式AH(j )A°(1)(1) (1)Z1Z2Zm(1)(1(1Rn(nPi(1)画幅频波特图画出每个因子(包括 A0)对幅频波特图的贡献，然后相加，其规律如下:-A0贡献的分贝为20lg 1 A0 1，即一条与无关的水平线(1 )极点因子j 在|Pi |右侧贡献负分贝，斜率是20dB/dec。零点因子(13在叩右侧贡献正分贝，斜率是20dB/dec。(2)画出相频波特图画出每个因子对相频波特图的贡献，然后相加。其规律如下:-Ao 的贡献是 0

43、76;( A 0 )或 180° ( A00 )。(1-极点因子1石在0.1,Pi,右侧贡献负角度，斜率45°/dec;在10问时，贡献达到90°。(1-零点因子L)°Zi在0.11乙1右侧贡献角度，斜率为 45°/dec (或45 /dec)。在10|Zi| 时,贡献达到并保持90° (或 90°)。角度符号与零点因子幅角的符号相同。本章复习题填空题第 7题用图示方法全面总结了各个因子的波特图的画法。3.全频段A(j )波特图的绘制首先要识别A(j )中的高、低频极点和零点，然后将极、零点因子分别写成绘波图所需形式，再按前

44、面两节的方法绘出波特图。四、基本放大器A(j )的fL和fH的估算1. fL的估算-画出放大器低频段交流通路和低频段小信号模型(模型中有耦合、傍路电容Ci,i 1,2,)求每个电容 C对应的短路时间常数 is。 isRsCi，其中Rs是令模型中除Ci以外其它电容均短路，再从 Ci端口视入的戴维南等效支路的电阻。Ris的求解方法与求放大器输出电阻相同。阻。估算fL 。1.15是修正系数,2.H的估算1 i is21.15当模型中只有一个电容 C1时,RlCl。R1是C1端口视入的等效电-画出放大器高频段小信号模型（此时，晶体管因使用了高频模型，故模型中有电容Cj , j 1,2,)求每个电容Cj

45、对应的开路时间常数 j0 , j0Rj0Cj，其中Rj0是令模型中除CjRj0的求解方法外其它电容均开路时，再从 Cj端口视入的戴维南等效电路的电阻。与求放大器输出电阻相同。11.15估算2Rjo5j 。1.15是修正系数。当模型中只有一个电容C1时,2 RQ1。R是C1端口视入的等效电阻。3.满足主极点条件时的L与H分别近似等于低频主极点频率和高频主极点频率。第七章负反馈技术放大器的输出电压（或电流）经反馈网络在放大器输入端产生反馈信号， 放大器原来输入信号共同控制放大器的输入，即构成反馈放大器。一、单环负反馈理想模型（图该反馈信号与1 .基本定义:7-2）分析AA放大器及增益（开环增益）取

46、样信号净输入信号反馈信号BB网络及反馈系数取样信号XfX0反馈放大器增益（闭环增益）Af取样信号原输入信号XoXs原输入信号Xs净输入信号Xi反馈信号Xf净输入信号XiAB1 ABF反馈深度T环路传输当F 1，即净输入小于原输入时为负反馈；反之则为正反馈。2. 基本反馈方程A,丄 A1 AB 1 T F基本反馈方程由信号流图给出的理想反馈模型导出，其成立条件应满足： A放大器正向传输信号；B网络反向传输信号； B网络对A放大器输入输出口无负载作用，只在输入口有受控源功能 受控于取 样信号的反馈信号受控源。3深负反馈及公式1Af 当F 1时称深负反馈，此时B深负反馈的特征是：反馈信号Xf接近原输

47、入信号xs，使净输入X很小；此时，闭环增益Af只由反馈网络决定。4反馈类型及用双口网路表示的理想模型由于基本放大器与反馈网络在输出口的接法不同，取样信号Xo可能是输出电压或输出电流；由于基本放大器与反馈网络在输入口的接法不同，求和信号（Xs , Xf ,人）也可能为电压或电流。因此有四种不同的反馈类型，表7-1给出了这四种类型的总结。表7-1四种反馈类型各物理量的含义物理量类型Xs、Xf、XiXoAAfB电压取样电压求和反馈（电压串联反馈）电压电压电压比电压比电压比电压取样电流求和反馈 （电压并联反馈）电流电压互阻互阻互导电流取样电压求和反馈 （电流串联反馈）电压电流互导互导互阻电流取样电流求

48、和反馈 （电流并联反馈）电流电流电流比电流比电流比*表中的互阻又称为传输阻抗，互导又称为传输导纳。图7-7示出了四种类型的双口网络连接形式，该图更直观示出了反馈网络仅是一个受控源。实现各类反馈的规律是：A、B两网络与负载在输出口并联实现电压取样；串联则实现电流取样。A、B两网络与源电流is在输入口并联形成电流求和； A、B两网络与源电压Vs在 输入口串联形成电压求和。二、实际放大器反馈类型和极性判断1 反馈类型输出节点有反馈电阻（或网络）接至输入口是电压取样输入节点有反馈电阻（或网络）接至输出口是电流求和集电极输出时，用发射极电流 ie代替ic，实现电流取样，故ie应流入反馈网络。从电 路上看

49、，发射极一定有反馈电阻（或网络）接到输入口。按这一思路，则发射极输出时，集 电极有反馈电阻（或网络）；漏极输出时，源极有反馈电阻（或网络）；源极输出时，漏极有反馈电阻（或网络）。以上就是BJT和FET放大器实现电流取样时的电路结构。对于BJT、FET单管放大器构成反馈放大器时，We和Vgs是净输入，故有以下形成电压求和的形式。（1） 对于BJT, b极输入时，e极有反馈电阻（最常用的方式）。（2） 对于FET, g极输入时，s极有反馈电阻（最常用的方式）。当差动放大器作输入级时，vs单端输入，另一输入端接反馈电阻（或网络）时，根据差动放大的原理，这是电压求和。2 反馈极性判断一一瞬时极性法假设

50、输入信号（电压或电流）任一瞬时的极性（即 vs对地为 或-；匚流入或流出）， 分析由此极性产生的反馈信号的极性。 若反馈信号削弱了输入信号， 使净输入减小，即为负 反馈；反之则为正反馈。三、负反馈对放大器性能的影响1 负反馈环具有自动调节功能任何因素使输出端取样信号 x0发生变化，负反馈可以减小这种变化，使X。稳定。利用负反馈的稳定X。的功能可以解释为什么负反馈能使Af稳定，展宽通频带和减小非线性失真。A2负反馈可以提高闭环增益 Af的稳定性。闭环增益相对变化率 Af :Af是开环增益相对变化率 dAA的1 F。3负反馈可以扩展闭环增益的通频带对于具有单极点高低频模型的反馈放大器，开闭环截正频

51、率有如下关系:Fo , Hf Fo H , F0是中频段的反馈深度。4 负反馈可以减小非线性失真。5 直流负反馈可以稳定放大器工作点。基极分压射极偏置电路采用电流（ f B 反馈网络短路的位置，求出X。 c ）取样电压求和直流负反馈稳定工作点电流1 c。6. 负反馈改变输出电阻与取样方式有关。电压取样负反馈使输出电阻减小；电流取样负反馈使输出电阻增大。7. 负反馈改变输入电阻与求和方式有关。电流求和负反馈使输入电阻减小；电压求和负反馈使输入电阻增大。四、AB网络法AB网络分析法是反馈放大器计算的一种经典方法，其本质是将电阻反馈网络改造成理 想的B网络，基本放大器成为 A放大器，从而可以用基本反

52、馈方程来计算闭环增益。分析步骤：1 判断反馈类型，识别反馈网络，明确A、B、Af量纲。2.电压求和时，信号源画成 Vs与Rs串联的形式，使Vs为原输入信号。电流求和时，信号源画成is与Rs串联的形式，使is为原输入信号。3构成A放大器A放大器是考虑了实际反馈网络负载效应和信号源阻Rs后的基本放大器。对反馈网络采用“串联开路，并联短路”法则，将反馈网络的负载反应加到基本放大器的输入和输出电路。3 .由A放大器求A、B、R和Ro。由反馈组态定义出的 A在A放大器上求出A。 可以在A放大器的输出电路上求 B，依据是：反馈网络输入短路电流if取样信号xoB-电流求和时:。由于电流求和时，反馈网络对A放大器输出的负载效应也是将反馈网络输入口短路求得。故将1 f形式上标在 A放大器输出口的反馈网络输入开路电压 B-电压求和时，取样信号x0Vf。由于电压求和时，反馈网络对A放大Vf形式上标在A放大器输出口电流求和时：1Rif1瓦A1F( Ri1 AB1R) 、s，电压求时时：1111f()电压取样时：RofRlRo凤，电流取样时R