DC-DC变换电路

1、双向DC-DC变换器摘 要：系统采用采用两象限DC-DC变换器为主拓扑，以STM32为控制核心， 通过PI调节实现了双向DC-DC变换功能。系统可通过按键切换充放电状态，亦可自动切换。充电状态电流恒定且步进可调，双向DC变换效率均可达98.5%以上。具有涓流充电、过冲保护及恢复功能，系统人机界面友好，显示精度高，且能通过蜂鸣器提示过冲保护状态，布局紧凑，整机重量在280g以下。关键词: Buck/Boost 双向DC/DC变换 PI STM32一、方案论证与比较1.1.主拓扑方案方案一：双向Cuk变换器。电路可以通过两个电感耦合，大大减小电流脉动。缺点是该电路能量转换用的电容需要耐受极大的脉动

2、电流，同时开关管及二极管导通时的最大电流都是L1、L2两电感最大电流之和，开关管、二极管截至承受的电压都是电源电压合负载电压之和，因此其电流容量大、耐压要求高。此外，电路器件较多，增加电路体积和重量。图1-1 双向Cuk变换器方案二：两象限DC-DC变换器。该拓扑电路简单，所用器件少，可大大减小整体重量。电路控制简单，可靠性高，且整个系统双向能量流动效率高。缺点是电路增益方向固定。图1-2 两象限DC-DC变换器综合考虑，系统只需要单方向增益调节，且考虑系统重量要求和效率要求，我们选择方案三两象限DC-DC变换器。1.2总体方案描述系统由双向DC/DC变换电路、辅助电源、测量、控制与显示五个部

3、分组成。主电路核心部分为DC/DC双向变换电路 ，控制部分主要由STM32单片机构成。单片机通过对电池端电压、电流采样形成闭环，再利用PI算法调节驱动信号占空比，从而实现恒流充电及稳压放电。系统通过红外遥控器来切换充放电状态，并通过液晶实时显示系统电压电流及工作状态。系统总体框图如图1-3所示。 图1-4 系统总体框图二、电路与程序设计2.1双向DC/DC主回路与器件选择2.1.1双向DC/DC变换主电路双向DC/DC变换主电路电路图如图2-1所示，其中U1为稳压源侧电压，U2为电池组侧电压。（a）主电路 (b)降压电路 (c)升压电路图2-1 两象限DC-DC变换器两象限双向DC-DC变换器

4、电路主要有两种工作模式，包括Buck工作模式、Boost工作模式:（1） 在Buck工作模式下，开关管Q1与Q2互补导通，当开关管Q1导通时，二极管D1和D2 承受反向电压关断，稳压源开始向电池组充电，同时电感L储能；当开关管Q1关断时，开关管Q2导通，电感电流经Q2续流继续对电池组充电，同时通过C1使输出电压稳定。（2） 在Boost 工作模式下，开关管Q1保持关断状态，当开关管Q2导通时，电感L充电；当开关管Q2关断时，电池组向30负载放电，电容C2来维持放电电压恒定不变。2.1.2开关管选型本系统为两象限DC-DC变换电路。电路开关管截止时，两端电压最大为最大输入电压38V，开关管通过电

5、流最大为2A。为了减小开关管导通损耗，应尽量减小导通电阻。同时应尽量选择结电容较小开关管，减小其开关损耗。经过比较选择，采用英飞凌公司产的导通电阻为4.5m，耐受电压为100V，通流能力可达100A的IPP045N10N型MOS管。2.1.3 电容选型图2-1中C2为稳压源侧电容，稳压源最高电压为38V，C1为电池侧滤波电容，电池侧最高电压为24V，为了稳定两侧电压，防止电容被击穿，C1 、C2均采用耐压值为100V电解电容。同时，本系统开关频率为40K，开关频率高，因选择低ESR的CBB电容与电解电容并联，可有效抑制电路高频纹波。2.2测量控制电路2.2.1 电池组侧与稳压源侧电压测量电池组

6、测电压测量用于实现过冲保护功能，当其电压值超出24V时启动过冲保护，其电压测量要求精度不高，综合电路整体结构，充放电效率及电路总重量等多方面因素考虑，选择采用直接电阻分压的方法进行测量。而稳压源侧电压测量用于稳定放电输出电压为30±0.5V，在保证精度的条件下，综合电路整体结构与电路总重量等因素下，同样采用直接电阻分压的方法进行测量。两者电路图如图2-2所示。其中，稳压源侧电压测量R1为110K，R2为8.2K,电池组一侧电压测量R1为68K，R2为9.1K。其后接入一电压跟随器隔离前级对后级的影响，使测量更为精准。图2-2 电压测量电路图2.2.2 充放电电流测量电路充放电电流测量

7、主要用于实现恒流充电与液晶充放电显示模式切换功能，由于测量精度要求高，且要实现测量负电流的功能，因此，采用电流监控器INA282实现此功能。首先，通过采样电阻将电流信号转化为电压信号，用INA282进行差分放大，加入偏置电阻R4=150K，为INA282的输出提供一偏置电压，使得-1A-2.5A电流信号转化为正的电压信号。具体参数如图2-3所示。图2-3 电流测量电路图2.2.3 驱动电路驱动电路采用IR2110驱动芯片，该芯片为双通道高压、高速电压型功率开关器件栅极驱动器，具有自举浮动电源，驱动电源简单，仅需一路电源即可同时驱动上下桥臂。采用一片IR2110芯片实现半桥驱动以控制开关管的通断

8、。其电路如图2-4所示。图2-4 驱动电路图2.3控制程序系统初始化后，默认进入60%固定占空比工作状态，再通过红外遥控选择电路工作状态，若为恒流充电状态，则单片机通过电流环对驱动信号进行闭环控制，使电路以恒定电压对电池组充电，此时可通过红外设定充电电流；若所选为稳压放电状态，则单片机通过电压环对驱动信号进行闭环控制，从而使电路以30V恒定电压进行放电。若以上工作过程中检测到电池组两端电压大于24V，则切断驱动信号从而达到过充保护的功能。程序框图如图2-5所示。图2-5 软件控制框图三、理论分析与计算3.1主回路主要器件参数选择及计算 双向DC/DC变换器主要器件为电感和两侧滤波电容。主电路原

9、理图如图3-1所示:图3-1 主电路电路原理图3.1.1 电感的选型系统工作在充电模式时，即在Buck电路模式下， 输入电源电压在2436V，输出电压在1821V，开关频率设置为40kHz，电感电流连续时，在工作范围内占空比D在0.50.875之间变化，取最小负载电流为0.4A，则电感大小应满足： (3-1)留取一定裕量，故选取L=300uH。系统工作在放电模式时，即在Boost电路模式下，输入电源电压Vin在1821V，输出电压Vo为30V，开关频率设置为40kHz，占空比的变化范围为0.30.4，则取Iomin=0.3A,占空比为0.333时，临界负载电流最小，则电感大小应满足： (3-2

10、)因此电感大小选择为L=300uH。3.1.2电容的选取系统放电时，占空比的变化范围为0.30.4，为了满足输出电压30V时纹波大小不超过0.5V，故设计电容大小使纹波电压小于1%，此时有： (3-3)经计算可得33F，考虑ESR特性，选择C1=100uF。系统充电时，在工作范围内占空比D在0.50.875之间变化，为了满足电流纹波小于1%，电压纹波大小应不超过0.5%，此时有： (3-4)式中开关频率取40kHz，电感大小L=300uH，取D=0.5，经计算可得68F，考虑实际滤波效果，选择C1=100uF。同时为了抑制电路中高频谐波，分别在C1，C2两端并联大小为100nF的CBB电容。综

11、上所述，主电路电感取L=300uH，稳压源侧C1=100uF，电池侧C2=100uF。3.2控制方法与参数计算图3-1 控制原理图 上图为本设计PI控制原理框图，该系统由PI控制器与被控对象组成，Uref（s）为给定值，U(s)为实际输出反馈值，给定值与反馈值构成控制偏差e(t) (3-5)e(t)作为PI控制的输入，Uo(s)作为PID控制器的输出和被控对象的输入，所以此PI控制器的模拟控制规律为： (3-6)其中： Kp 控制器的比例系数 Ti控制器的积分时间，也称积分系数 比例部分的数学表达式是： Kp*e（t）在该控制器中，比例环节的作用是对偏差瞬间做出反应。偏差一旦产生，控制器立即产

12、生控制作用，时空质量想偏少偏差的方向变化。控制作用的强弱取决于比例系数Kp，Kp越大，控制作用越强，则过渡过程越快，控制的静态偏差也就消，但也容易产生振荡，破坏系统的稳定性。积分部分的数学表达式为: (3-7) 从该式可以看出，只要存在偏差，则他的控制作用就回不断的增加；只有在偏差e（t）为零时，他的积分才能是一个常数，故可消除系统的静态误差。由于以上分析为模拟式PI控制器，故采用后向差分离散化即可得到数字域的增量式PI控制方程(3-8) 为得到更好的控制效果，采用凑试法设置大致的参数，将系统投入运行，根据实际情况进行参数微调，并进行限幅。3.3提高效率的方法系统的主要损耗包括：场效应管的导通

13、电阻的损耗和开关损耗；电感内阻损耗。为减小损耗，进一步提高效率，可以采用的方法有： 1) 选择合适的开关管：需要尽量减小开关损耗同时满足开关管耐压大于38V和通流能力大于2A的要求，因此择IPP045N10N型开关管，导通电阻小于 4.5m，可满足设计要求。2) 尽量减小开关频率：为降低开关损耗，应尽量降低工作频率，但由于开关频率降低，后级滤波电路器件体积会相应增大，重量增加，故经综合考虑，选择开关频率为40kHz。3) 电路工作时，采用同步整流技术，减小二极管导通损耗，可提高系统效率。4) 使整个系统更紧凑美观，选择电阻较小的导线连接电路，降低在电路上的消耗。四、测试方案与测试结果4.1测试

14、仪器仪器型号数量三位半数字万用表FLUKE-15B3数字稳压源DF1743003C1五位半数字万用表Agilent U3420A2电子称SB-B2000114.2测试条件使用数字稳压源通过开关模块为系统提供电源，将5节带保护板电池串联组成电池组，通过开关接入电路。测试前，使电池电压在19.5V左右。接入电路时，先让电路工作在充电模式，测试稳流充电效果，充电效率以及充电过压保护。其后，通过开关模块切入放电电阻30，调节遥控使电路工作在放电状态进行测试。测试时，使用三位半数字万用表测量稳压源电压US，稳压源侧电压U2，电池侧电压U1,使用五位半数字万用表测量稳压源侧电流I2，电池组侧电流I1，记录

15、测试结果并计算相关数据。4.3测试方法与测试结果4.3.1充电电流控制精度与测量精度检测将装置设定为充电模式，用稳压源提供稳压源侧电压U2=30V。使用红外遥控，在充电电流为1-2A范围内以0.05A步进值设定充电电流I10，用五位半数字万用表测量充电电流实际值I1，并观察液晶上显示的电流测量值Im，计算充电电流控制精度eic与测量精度edis，相关数据如下表4-1所示:表4-1 充电状态电流控制精度数据电流设定值I10/A电流实际值I1/A电流测量值Im/A控制精度eic测量精度edis1.000.99600.9970.40%0.10%1.251.24951.2570.04%0.60%1.5

16、51.55411.5570.26%0.18%1.751.75831.7670.47%0.49%2.002.01222.0270.61%0.74%其中,控制精度,测量精度由测试数据可以看出，电流设定值与实际值之间的误差小于5%，该系统满足基本要求。4.3.2充电电流变化率检测将装置设定为充电模式，由红外遥控设定充电电流I1=2A，调整直流稳压电源输出电压，使稳压源侧电压U2分别为24V、30V、36V,并用五位半数字万用表分别测量充电电流I11、I1、I12，并计算充电电流变化率相关数据如表4-2所示:表4-2 充电状态电流变化率测量数据I11/AI1/AI12/ASi2.01232.01222

17、.00560.333%其中充电电流变化率由测试数据可以看出，电流变化率SI在1%以下，该系统满足基本要求。4.3.3变换器充电效率检测将装置设定为充电模式，由红外遥控设定充电电流I1=2A，调整直流稳压电源，使装置输入电压U2=30V，由万用表测得装置输入电流I2与输出电压U1，电池组侧实际电压U1,电池组侧实际电流I1，计算变换器充电效率，相关数据如表4-3所示。表4-3 充电状态效率测量数据U1/VI1/AU2/VI2/A22.232.012029.651.530098.6%其中该系统充电效率达98.6%，满足基本要求。4.3.4过充保护检测将装置设定为充电模式，在电池组输入处串入滑线变阻

18、器，使 U1 增加，由红外遥控设定 I1=2A，调整直流稳压电源，使装置输入电压U1逐渐增加，当 U1 达到24.01V时，装置停止充电，实现过充保护功能。4.3.5变换器放电效率检测将装置设定为放电模式，由红外遥控设定稳压源侧电压U2=30V，由万用表测得电池组侧电压U1,电池组测电流I1，稳压源侧电压实际值为U2,稳压源测电流I2，计算变换器充电效率，相关数据如表4-4所示。表4-4 放电状态效率测量数据U2/VI2/AU1/VI1/A29.880.982117.311.720298.55%其中该系统充电效率达98.55%，满足基本要求。4.3.6变换器放电电压检测调整直流稳压电源输出电压，使Us在3238V范围内变化，由三位半万用表测量稳压源测电压U2，并计算绝对误差,其中，相关数据如表4-5所示。表4-5 放电状态电压测量数据Us/V32343638U2/V29.8830.0430.0530.090.120.040.050.09该系统放电电压，绝对误差在0.5V以内，满足题目要求。4.3.7重量检测将双向DC-DC变换器，测控电路与辅助电源分别拆卸，称重，总重为281g。该系统符合题目要求。4.4 测试结果分析该系统能够实现恒流充电，充电电流0.05A步进可调，电源调整率Su<1%,充电电流显示误差edis<1%，具