opa657英语翻译

1、1.6 ghz,低噪声,FET-Input运算放大器特性高的增益带宽的产品:1.6 ghz高带宽275 mhz(G = + 10)低输入偏置电压:±0.25 mv低输入偏置电流:2低输入电压噪声:4.8 nv /赫兹高输出电流:70 ma快超速复苏应用程序宽带光电二极管放大器晶圆扫描设备ADC输入放大器测试和测量前端高增益放大器精度描述OPA657结合了高的增益带宽,低失真,JFET-input voltage-feedback运算放大器和低电压噪声阶段提供一个非常高的高动态范围放大器精密ADC(模数转换器)驾驶或宽带互阻抗的应用程序。光电二极管的应用程序将会看到改进的噪声和带宽使用

2、这种代偿失调,高增益带宽放大器。非常低的水平可以显著放大一个信号OPA657增益级与例外注意:(1)强调以上这些评级可能造成永久性伤害。长时间暴露在绝对最大条件可能降低设备的可靠性。这些压力等级,功能的设备操作这些或任何其他条件不是隐含指定之外。静电放电敏感这种集成电路可以被静电损坏。德州仪器建议所有集成电路处理与适当的预防措施。不遵守适当的处理和安装过程可能造成损伤。防静电损伤的范围可以从细微的性能下降完成设备故障。精密集成电路可能更容易受到伤害,因为非常小的参数变化可能导致设备不能满足其需要的出版。 电特性:VS =±5 v 注意:(1)结温=周围25°C规范。(2)结

3、温=在低温极限环境:接点温度=环境+ 20°C在高温极限温度的规格说明细看一遍。(3)测试级别:(A)100%测试25°C。在表征和模拟温度的限制。(B)规定描述和仿真。(C)典型值仅供参考。(4)当前被认为是积极的out-of-node。VCM是输入共模电压。电特性:VS =±5 v:优质直流规格注意:(1)所有其他规范standard-grade是相同的。(2)结温=周围25°C规范。(3)结温=在低温极限环境:接点温度=环境+ 20°C高温极限温度规范。(4)测试级别:(A)100%测试25°C。在表征和模拟温度的限制。典型特征

4、:VS =±5V典型特征:VS =±5 v典型特征:VS =±5 v(续) 典型特征:VS =±5 v(续) 典型特征:VS =±5 v(续)。应用程序信息宽带、非反相操作低投入的OPA657提供了一个独特的组合电压噪音,非常高的增益带宽,直流精度的修剪JFET-input阶段给一个异常高的输入阻抗、高增益级放大器。非常高的增益带宽产品(英镑)可以被用来提供高信号带宽高收益,或扩展实现带宽或获得photodiode-transimpedance应用程序。实现完整的性能。图1显示了同相获得+ 10电路作为最典型的特征的基础。大部分的曲线特征用信号

5、来源50驾驶阻抗,并与测量设备提供50负载阻抗。在图1中, 50分流电阻在VI终端匹配的源阻抗测试发电机,而50系列电阻器在签证官终端提供一个匹配的电阻测量设备负载。一般来说,数据表沃尔塔。图1所示。同相G = + 10规格和测试电路。Voltage-feedback放大器,与current-feedback放大器,可以使用范围广泛的电阻的值来设置他们的利益。保留控制同相电压放大器的频率响应图1中,并行组合射频| | RG应该< 150?。同相配置,并行组合射频| | RG将形成一个极寄生OPA657的反相输入电容的节点(包括寄生布局)。对最佳性能,这应该在一个极（有问题）宽带,反相获得

6、操作操作可以有显著的好处OPA657作为反相放大器。匹配时尤其如此，输入阻抗是必需的。图2显示了反相增益电路作为一个起点为典型特征显示inverting-mode性能。图2。反相G = -20规格和测试电路推动这种从50?源电路,和约束获得电阻器(RG)相当于50?会给一个信号带宽和噪声的优势。RG终止在本例中是作为输入电阻和电路的增益设置电阻。虽然信号增益电路的图2是图1的两倍,其噪声收益相等时50?来源包括电阻器。这有有趣的放大器的等效英镑翻倍的效果。这个可以看到（有问题）图2还显示了同相输入直接接地。通常,一个偏置电流取消对地电阻，这里包括空出直流输入偏置电流造成的错误。这仅仅是有用的在

7、匹配输入偏置电流。像OPA657 JFET部分,输入偏置电流不匹配,但一开始很低(< 5 pa),直流错误由于输入偏置电流可以忽略不计。因此,不建议在非反相输入电阻反相的信号。宽带、高灵敏度、互阻抗的设计英镑高和低输入电压和电流噪声OPA657使它理想wideband-transimpedance为中度到高跨阻抗放大器收益。单位增益稳定运算放大器不需要应用程序作为跨阻抗放大器。一个互阻抗设计的例子显示在首页的数据表。设计,需要高带宽的大面积探测器互阻抗较高的增益将受益fr(有问题)图3。宽带、低噪声、跨阻抗放大器实现最大限度地平2运用巴特沃斯的频率反应,反馈杆应该设置为:添加共和差模输入

8、电容(0.7 + 4.5)pF 50 pF二极管源电容图3,针对200年k?互阻抗获得使用的1600 mhz英镑OPA657需要一个反馈杆设置为3.5 mhz。这将需要一个总反馈电容0.2 pf。典型的表面电阻的寄生电容0.2 pf,因此,图3显示了一个0.2 pf feedback-compensation电容器,这实际上会是200年的寄生电容这将给一个近似3 db设定的带宽: 图3的例子将约5 mhz持平,带宽使用0.2 pf反馈补偿。如果总输出噪声限带频率更少,比的反馈杆的频率,一个非常简单的表达式,等效输入噪声电流可以衍生为:这里:IEQ=等效输入噪声电流输出噪声限带F < 1

9、/(2rfcf)。IN=输入电流噪音运算放大器的反相输入。EN =输入电压运算放大器的噪声。CD =二极管电容。F = Bandlimiting赫兹的频率(通常是一个前预滤器4kT = 1.6E 21J at T = 290°K评估这个表达式的反馈杆频率为3.9 mhz图3的电路,给出了等效输入噪声电流的3.4 pa /赫兹。这是远高于1.2 fa /赫兹运算放大器本身。这个结果是由在等效输入噪声表达式的最后一学期了。至关重要的是在这种情况下使用低电压噪声像OPA657运算放大器。如果降低互阻抗增加,需要更广泛的带宽解决方案,考虑双输入OPA686或OPA687。这些便士（有问题）低

10、增益补偿需要低增益,和反相操作是可以接受的,一个新的外部补偿技术可以用来保留完整的转换速度和噪音OPA657同时保持增加环路增益的好处和相关的改善失代偿性的架构提供的失真。这种技术形状的环路增益稳定性好而给一个容易控制2运用低通频率响应。只考虑电路的噪声增益（有问题）图4.宽带低增益反相的外部补偿选择的值CS和CF,两个参数,只需要解决三个方程式。第一个参数是目标高频噪声增益喜欢的忍者外传2,应大于OPA657最低稳定的增益。在这里,目标将使用喜欢的忍者外传210.5。第二个参数是理想的低频信号增益,也设置了lowfrequency噪声增益NG1。为了简化讨论,我们将目标最大限度地平2运用低通

11、巴特沃斯频率响应(Q = 0.707)（有问题）在物理上，此 Z0 （10.6 MHz 以上所示的值） 是设置为 1 / (2 RF (CF + CS) 和是的频率如果噪声增益上升的部分会相交增益投射到 0dB 增益。在噪声增益实际零发生在 NG1 Z0并且在噪声增益杆发生在 NG2 Z0。由于 GBP 单位为 Hz，Z0 乘以 2 ，用于获取 CF 的解决：最后,由于CS和CF组高频噪声增益,确定CS：结果得到的闭环带宽约等于:图4所示的值,f-3dB将约130 mhz。这是预测不到的简单划分NG1产品。补偿网络控制带宽较低的价值,同时提供完整的转换速率，输出和一个特殊的变形性能，增加频率低

12、于NG1?Z0环路增益。电容值如图4所示计算NG1 = 3,NG2= 10.5寄生电容没有调整。图5.G = 2频率响应与外部补偿。图5显示了测量电路的频率响应图4。这是显示的预期获得2通过70 mhz与特殊的平面度和3 db 170 mhz带宽。这个补偿的真正好处是允许高转换速率,特殊直流精密运算放大器提供低过头,快速解决脉冲响应。1 v输出步骤,700 v /s OPA657将允许的转换速率上升时间有限的优势率(2 ns 170 mhz带宽)。虽然unitygain稳定放大器可能提供可比的带宽,他们降低了利率将较大的沉降时间的步骤。例如,OPA656还可以提供一个150 mhz 2带宽意味着2.3 ns转换时间.图4补偿的另一个好处是增加上面的环路增益,实现内部在可比的收益补偿放大器。图4的电路将低谐波失真通过10 mhz比OPA656操作获得2。设计工具示范装置两个印刷电路板(pcb)可用于协助电路性能的初步评估使用OPA6