双闭环逻辑无环流直流可逆调速系统设计

1、课程设计基本要求课程设计是工科学生十分重要的实践教学环节，通过课程设计，培养学生综合运用先修课程的理论知识和专业技能，解决工程领域某一方面实际问题的能力。课程设计报告是科学论文写作的基础，不仅可以培养和训练学生的逻辑归纳能力、综合分析能力和文字表达能力，也是规范课程设计教学要求、反映课程设计教学水平的重要依据。为了加强课程设计教学管理，提高课程设计教学质量，特拟定如下基本要求。1. 课程设计教学一般可分为设计项目的选题、项目设计方案论证、项目设计结果分析、答辩等 4 个环节，每个环节都应有一定的考核要求和考核成绩。2. 课程设计项目的选题要符合本课程设计教学大纲的要求，该项目应能突出学生实践能

2、力、设计能力和创新能力的培养；该项目有一定的实用性，且学生通过努力在规定的时间内是可以完成的。课程设计项目名称、目的及技术要求记录于课程设计报告书一、二项中，课程设计项目的选题考核成绩占10%左右。3. 项目设计方案论证主要包括可行性设计方案论证、从可行性方案中确定最佳方案，实施最佳方案的软件程序、硬件电路原理图和 PCB图。项目设计方案论证内容记录于课程设计报告书第三项中，项目设计方案论证主要考核设计方案的正确性、可行性和创新性，考核成绩占 30%左右。4. 项目设计结果分析主要包括项目设计和制作结果的工艺水平，项目测试性能指标的正确性和完整性，项目测试中出现故障或错误原因的分析和处理方法。

3、项目设计结果分析记录于课程设计报告书第四项中，考核成绩占25%左右。5. 学生在课程设计过程中应认真阅读和本课程设计项目相关的文献，培养自己的阅读兴趣和习惯，借以启发自己的思维，提高综合分和理解能力。文献阅读摘要记录于课程设计报告书第五项中，考核成绩占 10%左右。6. 答辩是课程设计中十分重要的环节，由课程设计指导教师向答辩学生提出23 个问题，通过答辩可进一步了解学生对课程设计中理论知识和实际技能掌握的程度，以及对问题的理解、分析和判断能力。答辩考核成绩占25%左右。7. 学生应在课程设计周内认真参加项目设计的各个环节，按时完成课程设计报告书交给课程设计指导教师评阅。课程设计指导教师应认真

4、指导学生课程设计全过程，认真评阅学生的每一份课程设计报告，给出课程设计综合评阅意见和每一个环节的评分成绩（百分制），最后将百分制评分成绩转换为五级分制（优秀、良好、中等、及格、不及格）总评成绩。8. 课程设计报告书是实践教学水平评估的重要资料，应按课程、班级集成存档交实验室统一管理。一、课程设计项目名称双闭环逻辑无环流直流可逆调速系统设计二、项目设计目的及技术要求设计目的设计双闭环逻辑无环流直流可逆调速系统，分析系统工作原理，掌握调节器的工程设计方法。技术要求及初始条件：1. 直流电机额定参数： UN 220V， I N140A，nN1100 r/min ，Ra电机过载倍数 。2. 测速发电机

5、参数： 23W， 110V，1900 r/min ，永磁式。3. 主电路采用三相全控桥，交叉连接，进线交流电源：三相380V 。4. 稳态无静差，转速超调量不超过 10，电流超调量不超过 5。设计任务 :及其反馈电路设计。及其反馈电路设计。3. 无环流逻辑控制器 DLC设计。4. 主电路及保护电路设计。5. 集成触发电路设计。6. 提供系统总电路图。设计要求 :1对系统设计方案的先进性、 实用性和可行性进行论证， 说明系统工作原理。2. 画出单元电路图，说明工作原理，给出系统参数计算过程。3. 对项目设计结果进行分析。3. 画出整体电路原理图，图纸、元器件符号及文字符号符合国家标准。4. 课程

6、设计说明书应严格按统一格式打印，资料齐全，坚决杜绝抄袭，雷同现象。三、项目设计方案论证 ( 可行性方案、最佳方案、软件程序、硬件电路原理图和 PCB图 )1 方案选择方案一：采用单闭环直流调速系统但因为在单闭环系统中不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程。中，电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只能在超过临界电流值在单闭环直流调速系统Idcr 以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形。带电流截止负反馈的单闭环直流调速系统起动过程中，起动电流达到最大值Idm后，受电流负反馈的作用降低下来，电机的电磁转矩也随之减小，加速过程延长。方案二：采用带电流截止负反馈

7、的有环流调速系统带电流截止负反馈的系统可以解决反馈闭环系统调速系统的起动和堵转时电流过大问题，而且该量只在起动和堵转时存在，在正常运行时就取消，且电流随着负载增减。有环流调速系统中的环流虽然可以对电动机和负载造成负担，但是只要合理的对环流进行控制，保证晶闸管的安全工作，可以利用环流作为流过晶闸管的基本负载电流，使电动机在空载或轻载时可工作在晶闸管装置的电流连续区，以避免电流断续引起的非线性对系统性能的影响。方案三：采用转速电流双闭环的无环流调速系统转速、电流双闭环控制的直流调速系统是使用最广性能很好的直流调速系统。采用转速负反馈和 PI 调节器的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现

8、转速无静差，而在此甚础上再加中电流负反馈，则可使系统的电流不能无限制的增加，而当系统在最大电流（转矩）受限制时， 调速系统所能获得的最快的起动过程。由此可知， 双闭环使得系统的调速性能大大提高。带电流截止负反馈的调速系统虽然能大大改善系统在起动和堵转时的性能，但实际上由于其实质是电流和转速共用一个调节器，所以在实际生产过程中，电流和转速之间出现互相扯皮的现象，不能在根本上解决问题。逻辑无环流可逆调速系统是目前在生产中使用最为广泛的可逆系统。由于无环流，所以不在设置环流电抗器。但为保证稳定运行时电流波形的连续，仍保留平波电抗器Ld。所以它兼有无环流和电流波形连续的特点，所以比直流平均环流和配合控

9、制有更好的效果。综上所述，且因为课程设计要求，故选择方案三。下面对方案三进行详细说明。2 逻辑无环流可逆直流调速系统工作原理逻辑无环流可逆直流调速系统的原理框图如下图1 所示。图 1 逻辑无环流可逆直流调速系统原理框图ASR速度调节器ACR1ACR2正反组电流调节器GTF、 GTR正反组整流装置VF、 VR正反组整流桥DLC无环流逻辑控制器TA交流互感器TG测速发电机M工作台电动机AR反号器主电路采用两组晶闸管装置反并联线路，由于没有环流，不用再设置环流电抗器，但是为了保证运行时电流波形的连续性，应保留平波电抗器。控制线路采用典型的转速、电流双闭环控制系统，电流环分设两个电流调节器ACR1和

10、ACR2， ACR1用来控制正组触发装置，ACR2 控制反组触发装置， ACR1的给定信号Ui* 经反向器AR同时作为ACR2的给定信号Ui* ，这样就可以使电流反馈信号Ui* 的极性在正转和反转时都不用改变，从而可采用不反应电流极性的电流检测器，即交流互感器和整流器。由于在主电路中不设均衡电抗器，一旦出现环流将造成严重的短路事故，所以对工作时的可靠性要求特别高，为此在系统中加入了无环流控制器DLC，以保证系统的可靠运行，所以DLC是系统中的关键部件。它按照系统的工作状态，指挥系统进行自动切换，或者允许正组触发装置发出触发脉冲而封锁反组，或者允许反组触发装置发出触发脉冲而封锁正组。在任何情况下

11、，决不允许两组晶闸管同时开放，确保主电路没有产生环流的可能。3 电路设计电流调节器设计电流调节器参数的计算由已知条件计算电枢回路总电感量LL= u2 =220取 L=I d min3 1400.1则励磁时间常数TlTl = L = 0.0063H =R0.4计算电动机电动势系数CeU NI N Ra2201400.4=v r / minC e1100nN计算电流反馈系数10100.0476V / A1.5I N1.5140计算转速反馈系数10 =100.009V / AnN1100确定时间常数 整流装置滞后时间常数Ts 。取三相桥式电路的平均失控时间为Ts0.0017 s 。 整流滤波时间常数

12、Toi。由条件可知Toi 0.002s 电流环小时间常数之和T i 。按小时间常数近似处理，取 T i Ts Toi 0.0037s 。选择电流调节器结构根据设计要求，并保证稳态电流无差，可按典型型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为：K i (i s 1)WACR ( s)i s检查对电流电压的抗扰性能：Tl0.0158T i4.270.0037T1T1111mT25102030T2Cmax100%55.5%33.2%18.5%12.9%Cbtm / T2.83.43.84.0tv / T14.721.728.730.4表 1典型型系统动态抗扰

13、性能参照表 1 典型型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。计算电流调节器参数电流调节器超前时间常数：参数关系 KTiTl0.0158 s阻尼比0 605超调量0%上升时间 trTTTT峰值时间 t pTTTT相角稳定裕度76.369.965.559 .251.8截止频率c0.243 / T0.367 / T0.455/T0.596 /T0.786/ T表 2典型 I 型系统动态跟随性能指标和频域指标和参数的关系电流开环增益：要求i5% 时，按表2，应取 K I T i 0.5K I0.50.5135.1s 1Ti0.0037于是， ACR的比例系数为KiK Ii R135.10.0158

14、0.40.448K S400.0476校验近似条件电流环截止频率：wciK I0.5135.1s 10.0037（ 1）闸管整流装置传递函数的近似条件131s 1196.078s 1ci3Ts0.0017（ 2）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件3131ciTmTl0.01580.18（ 3）电流环小时间常数近似处理条件1111均满足近似要求ci3TsToi30.0017 0.002计算调节器电阻和电容图 2PI型电流调速器如图 2所示KiRiiRiCiToi1R0 Coi取 R0=40k, 则R04Ri Ki R00.4484017.92k，取 20kCii0.01580.79 F ，取

15、0.8FRi20103C oi4Toi40.0020.2 FR040103WACR (s)K i (i s1)28.35( 0.0158s1)i ss转速调节器设计确定时间常数电流环等效时间常数1/ K I : 有前面的计算可得120.0037 s 0.0074s2T iK I转速滤波时间常数Ton ：有条件可知 Ton 0.01 。T n：按小时间常数近似处理，取 T n10.0074 s0.01 0.0174转速环时间常数T onK I选择转速调节器结构按照设计要求，选用PI 调节器，其传递函数表达式为K n (n s1)WASR (s)ss计算转速调节器参数按跟随和抗扰性能都比较好的原则

16、，取h5, 则 ASR的超前时间常数为nhTn50.01740.087s转速开环增益 K NK Nh151396.35s 12h2T n22520.0174 2ASR的比例系数 K n(h 1) CeTm(51)0.04760.149 0.1812.23s1K nRT250.0090.40.01742hn检验近似条件由公式K1c可得转速环截止频率为cnK nK n n 396.35 0.087s 134.48s 11（ 1）电流环传递函数简化条件为1K I1135.1 s 163.695s 1cn3T i30.0037（ 2）转速环小时间常数近似处理条件为1K I1135.1s 138.74c

17、n3Ton30.01均满足近似要求。计算调节器电阻和电容图3PI型转速调节器Rn Cn ， Ton1Rn取 R0 =40K, 则n4R0 Con ， K nR0RnK n R012.2340k489.2k ，取 500k ，C nn0.0873F0.174 F ，取0.2 F ，Rn50010C on4Ton40.01F1 F ,取1 F。R040103校核转速超调量h345678910%tr / Tts / Tk32211111表 3典型 II型系统阶跃输入跟随性能指标当 h5 时，由表3 得，n 37.6% ，不能满足设计n 10%的要求。实际上，由于表 3 是按线性系统计算的，而突加阶跃

18、给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况计算超调量。下面对转速调节器退饱和时转速超调量的计算：设理想空载启动时z0，Cmax81.2%，Cb带入n(Cmax )nb2(Cmax )(z)nT nn*NTmCbCbn*1400.40.0174 7.51% 10% 可以满足设计要求。可得 n 2 81.2% 1.4 0.14911000.18无环流逻辑控制器DLC设计无环流逻辑装置的组成在无环流控制系统中，反并联的两组整流桥需要根据所要求的电枢电流极性来选择其中一组整流桥运行，而另一组整流桥触发脉冲是被封锁的。两组整流桥的切换是在电动机转矩极性需要反向时由逻辑装置控制进行

19、的。其切换顺序可归纳如下：由于转速给定变化或负载变动，使电动机应产生的转矩极性反向。由转速调节器输出反映这一转矩的极性，并由逻辑装置对该极性进行判断，然后发出切换开始的指令。使导通侧的整流桥（例如正组桥）的电流迅速减小到零。由零电流检测器得到零电流信号后，经3 5ms延时，确认电流实际值为零，封锁原导通侧整流桥的触发脉冲。由零电流检测器得到零电流信号后，经10ms延时，确保原导通侧整流桥晶闸管完全阻断后，开放待工作侧整流桥（例如反组桥）的触发脉冲。电枢内流过和切换前反方向的电流，完成切换过程。根据逻辑装置要完成的任务，它由电平检测、逻辑判断、延时电路和联锁保护电路四个基本环节组成，逻辑装置的功

20、能和输入输出信号如图4 所示。图 4 无环流逻辑 控 制环节DLC其输 入 为电流给定 或 转矩极性鉴 别 信号 U i* 和零电流检测信号U i 0 ，输出是控制正组晶闸管触发脉冲封锁信号U 1 和反组晶闸管触发脉冲封锁信号 U 2 。无环流逻辑装置的设计电平检测器逻辑装置的输入有两个：一是反映转矩极性信号的转速调节器输出U i* ，二是来自电流检测装置反映零电流信号的U i 0 ，他们都是连续变化的模拟量，而逻辑运算电路需要高、低电位两个状态的数字量。电平检测器的任务就是将模拟量转换成数字量，也就是转换成“0”状态（将输入转换成近似为0V 输出）或“ 1”状态（将输入转换成近似为15V 输

21、出）。采用射极偶合触发器作电平检测器。为了提高信号转换的灵敏度，前面还加了一级差动放大和一级射极跟随器。其原理图见图5。图 5 电平检测器原理图电平检测器的输入输出特性如图 6 所示，具有回环特性。由于转速调节器的输出和电流检测装置输出都具有交流分量，除入口有滤波外，电平检测需要具有一定宽度的回环特性，以防止由于交流分量使逻辑装置误动作，本系统电平检测回环特性的动作电压U r1100mV，释放电压Ur 280mV。调整回环的宽度可通过改变射极偶合触发器的集电极电阻实现。图6 电平检测器输入输出特性转矩极性鉴别器的输入信号为转速调节器的输出 U i*，其输出为 UT 。电机 正 转 时 U i*

22、为负， U T 为低电位（“0”态），反转时 U i* 为正， U T 为高电位（“ 1”态）。零电流检测器的输入信号为电流检测装置的零电流信号U i 0 ，其输出为 U I 。有电流时 U i 0 为正， U I 为高电位（“1”态），无电流时 U i 0 为 0， U I为低电位（“ 0”态）。逻辑运算电路的输入是转速极性鉴别器的输出U T 和零电流检测器输出 U I 。系统在各种运行状态时，U T 和 U I 有不同的极性状态（“0”态或“1”态，）根据运行状态的要求经过逻辑运算电路切换其输出去封锁脉冲信号的状态（“0”态或“ 1”态），由于采用的是锗管触发器，当封锁信号为正电位（“ 1

23、”态）时脉冲被封锁，低电位（“0”态）时脉冲开放。利用逻辑代数的数学工具，可以设计出具有一定功能的逻辑运算电路。设正转时 U i* 为负， U T 为“ 0”；反转时 U i*为正， U T 为“ 1”；有电流时 U i*为正， UI 为“1”；无电流时 U i* 为负， U I 为“ 0”。U 1 代表正组脉冲封锁信号，U 1 为“ 1”时脉冲封锁， U 1 为“ 0”时脉冲开放。U 2 代表反组脉冲封锁信号，U 2 为“ 1”时脉冲封锁， U 2 为“ 0”时脉冲开放。UT 、UI 、U1、U2表示“ 1”，UT 、UI、U1 、U2 表示“ 0”。按系统运行状态，可列出各量要求的状态，如

24、表4 所示，并根据封锁条件列出逻辑代数式。根据正组封锁条件：U 1UTUIU2UTUIU2UTUIU 2根据反组封锁条件：U 2UTUIU1UTU IU1UTUIU1运行状态U TU IU 1U 2正向起动， I=00001正向运行， I 有0101正向制动， I 有1101正向制动， I=01010反向起动， I=01010反向运行， I 有1110反向制动， I 有0110反向制动， I 00001表 4 逻辑判断电路各量要求的状态逻辑运算电路采用分立元件，用或非门电路较简单，故将上述式子最小化，最后化成或非门的形式。U 1UTU2UTUIU2U 2(UTUTUI) U2(UTUI) U2

25、(U TU I )U 2UTU1U TU IU1U1(UTUTU I ) U1(UTUI) U1(U IU T )根据上述式子可画得逻辑运算电路，如图 7 所示，它由四个或非门电路组成。依靠它来保证两组整流桥的互锁，并自动实现零电流时相互切换。图 7 逻辑运算电路现举例说明其切换过程，例如，整流装置原来正组工作，这时逻辑电路各点状态如图8 中“1”、“ 0”所示。图 8 或非门电路现在要求整流装置从正组切换到反组， 首先是转矩极性信号改变极性，U T 由“ 0”变到“1”，在正组电流未衰减到0以前，逻辑电路的输出仍维持原状（ U 1 为“ 0”，正组开放。U 2 为“ 1”，反组封锁） 。只有

26、当正组电流衰减到零，零电流检测器的状态改变后，逻辑电路输出才改变状态，实现零电流切换，这是逻辑电路各点状态如图3-4所示。或非门电路如图3-5 所示。采用锗二极管2AP13和硅开关三极管3DK4C是为了减小正向管压降。延时电路前面的逻辑运算电路保证零电流切换，但仅仅采用零电流切换是不够的。因为零电流检测装置的灵敏度总是有限的，零电流检测装置变成“0”态的瞬间，不一定原来开放组的晶闸管已经断流。因此必须在切换过程中设置两段延时即封锁延时和开放延时，避免由于正反组整流装置同时导通而造成短路。根据这个要求，逻辑装置在逻辑电路后面接有延时电路。图 9延时电路延时电路如图9 所示，其工作原理如下： 当延

27、时电路输入为“ 0”时， 输出亦为“ 0”态 （ BG1截止、BG2导通），相应的整流桥脉冲开放。当输入由“0”变为“1”时，电容经 R1 充电，经C一定延时后， BG1 导通， BG2 截止，即输出由“0”延时变“ 1”。相应的整流桥脉冲延时封锁。其延时时间由 R1C 决定，这里整定为3ms。当输入出“ 1”变“ 0”时， 电容 C 的电荷要经过 R2 和BG1 基射极回路放电，经一定延时后，BG1 截止， BG2 导通，即输出由“1”延时变“ 0”。相应的整流桥脉冲延时开放。其延时时间由CR2 参数决定，这里整定为 10ms，这样就满足了“延时 3ms封锁”、“延时 10ms开放”的要求。

28、逻辑保护逻辑电路正常工作，两个输出端总是一个高电位，一个低电位，确保任何时候两组整流一组导通，另一组则封锁。但是当逻辑电路本身发生故障，一旦两个输出端均出现低电位时，两组整流装置就会同时导通而造成短路事故。为了避免这种事故，设计有逻辑保护环节，如图10 所示。逻辑保护环节截取了逻辑运算电路经延时电路后的两个输入信号作为一个或非门的输入信号。当正常工作时， 两个输入信号总是一个是高电位， 另一个是低电位。 或非门输出总是低电位，它不影响脉冲封锁信号的正常输出，但一旦两个输入信号均为低电位时，它输出一个高电位，同时加到两个触发器上，将正反两组整流装置的触发脉冲全部封锁了，使系统停止工作，起到可靠的

29、保护作用。图10逻辑保护装置结构图由电平检测、逻辑运算电路、延时电路、逻辑保护四部分就构成了无环流逻辑装置。其结构如图11 所示。图 11 无环流逻辑装置结构图主电路设计图 12 逻辑无环流可逆直流调速系统主电路逻辑无环流可逆直流调速系统的主电路如图12 所示 , 两组桥在任何时刻只有一组投入工作（另一组关断） ，所以在两组桥之间就不会存在环流。但当两组桥之间需要切换时，不能简单的把原来工作着的一组桥的触发脉冲立即封锁，而同时把原来封锁着的一组桥立即开通，因为已经导通的晶闸管并不能在触发脉冲取消的一瞬间立即被关断，必须待晶闸管承受反压时才能关断。如果对两组桥的触发脉冲的封锁和开放同时进行，原先

30、导通的那组桥不能立即关断，而原先封锁着的那组桥已经开通，出现两组桥同时导通的情况，因没有环流电抗器，将会产生很大的短路电流，把晶闸管烧毁。为此首先应是已导通的的晶闸管断流，要妥当处理主回路中的电感储存的一部分能量回馈给电网，其余部分消耗在电机上，直到储存的能量释放完，主回路电流变为零，使原晶闸管恢复阻断能力，随后再开通原来封锁着的那组桥的晶闸管，使其触发导通。保护电路设计过电流保护由于过载、 直流侧短路、 逆变失败、 环流和交流侧短路等原因会引起系统过流而损坏可控硅。系统采用了三种保护措施：电流调节器限流，电流整定值为250A， 过流保护环节，整定值为 350A， 快速熔断器；对直流回路和每个

31、可控硅元件设快速熔断作最后一道过流保护。它可以在冲击电流很大，冲击时间又很短的情况下保护设备，从而使系统运行安全、可靠、 操作方便。过流保护环节的电路如图13 所示。在系统正常工作时， 电流检测装置输出电压小于14V （相当于主回路电流 350A），稳压管 DW不导通。 BG1截止，继电器 J 0 释放， BG2导通， BG3截止，发射极输出零电位，不影响正反组晶闸管整流装置的正常工作。当主回路电流超过350A时，电流检测装置输出大于 14V，稳压管 DW被雪崩击穿， BG1导通， BG2截止， BG3导通，发射极输出高电位 +15V，同时封锁正反两组触发器的脉冲。当BG1 导通时继电器 J0

32、 得电吸合。一方面自锁，另一方面使继电器 J1 得电吸合， J1 在交流侧线路接触器 S-B 线圈中的常闭触头打开，使S-B 跳闸，切断主回路交流电源。 改变电阻 R1 和 R2 数值或选择不同稳压值的稳压管DW即可整定不同的跳闸电流。图13过流保护环节过电压保护开关稳压器的过电压保护包括输入过电压保护和输出过电压保护。开关稳压器所使用的未稳压直流电源诸如蓄电池和整流器的电压如果过高, 使开关稳压器不能正常工作, 甚至损坏内部器件 , 因此 , 有必要使用输入过电压保护电路。用晶体管和继电器所组成的保护电路如图14 所示。图 14输入过电压保护在该电路中，当输入直流电源的电压高于稳压二极管的击

33、穿电压值时，稳压管击穿，有电流流过电阻 R，使晶体管 V 导通，继电器动作，常闭接点断开，切断输入。其中稳压管的稳压值Vz=ESrmax UBE。输入电源的极性保护电路可以跟输入过电压保护结合在一起, 构成极性保护鉴别和过电压保护电路。输出过电压保护在开关稳压电源中是至关重要的。特别对输出为5V 的开关稳压器来说, 它的负载是大量的高集成度的逻辑器件。如果在工作时, 开关稳压器的开关三极管突然损坏, 输出电位就可能立即升高到输入未稳压直流电源的电压值, 瞬时造成很大的损失。常用的方法是晶闸管短路保护。最简单的过电压保护电路如图15 所示。当输出电压过高时或电路保护器将输入切断图 15简单的输出

34、过电压保护, 稳压管被击穿, 触发晶闸管导通, 把输出端短路, 造成过电流, 保护了负载。 这种电路的响应时间相当于晶闸管的开通时间，, 通过保险丝约为 510 s。它的缺点是动作电压是固定的，温度系数大，动作点不稳定。另外，稳压管存在着参数的离散性，型号相同但过电压起动值却各不相同，给调试带来了困难。图 16输出过电压保护图 16 是改进后的电路。其中R1、R2是取样电路， Vz 是基准电压。输出电压Esc 突然升高，晶体管 V1、 V2 导通，晶闸管就导通。基准电压Vz 由式 Esc=(R1 R2)(Vz UBEI)/R1，来确定，UBE1为V1 的发射结（BE）电压降。本电路的动作电压可

35、变，并且动作点相当稳定。当稳压管为7V 时，其温度系数和晶体管V1 的发射结（BE）电压的温度系数可以抵消，能使温度系数降得很低。但是对于输出为5的直流开关稳压器来说，其常用的动作电压是6V。那么稳压管电压必在以下，此电压附近的稳压管的温度变化系数是20 30mV/。因此, 温度变化大的场合保护电路还会发生误动作。采用集成电路电压比较器来检测开关稳压器的输出电压，是目前较为常用的方法，利用比较器的输出状态的改变跟相应的逻辑电路配合，构成过电压保护电路，这种电路既灵敏又稳定。集成触发电路设计触发电路采用集成移相触发芯片TC787，和 TCA785及 KJ（或 KC）系列移相触发集成电路相比，具有

36、功耗小、功能强、输入阻抗高、抗干扰性能好、移相范围宽、外接元件少等优点。只需要一块这样的集成电路，就可以完成三块TCA785和一块 KJ041、一块 KJ042 器件组合才能具有的三相移相功能。TC787 的原理框图如图17 所示。图 17 TC787 原理框图由图可见： 在它的内部集成了三个过零和极性检测单元、三个锯齿波形成单元、三个比较器、一个脉冲发生器、一个抗干扰锁定电路、一个脉冲形成电路、一个脉冲分配及驱动电路。引脚 18、 l 、2 分别为三相同步电压Va、Vb、 Vc 输人端。引脚 16、15 和 14 分别为产生相对于A、 B 和 C 三相同步电压的锯齿波充电电容连接端。电容值大

37、小决定了移相锯齿波的斜率和幅值。引脚 13 为触发脉冲宽度调节电容Cx，该电容的容量决定着TC787输出脉冲的宽度，电容的容量越大，输出脉冲宽度越宽。引脚 5 为输出脉冲禁止端，该端用来在故障状态下封锁TC787的输出，高电平有效。引脚 4 为移相控制电压输入端。该端输入电压的高低，直接决定着TC787 输出脉冲的移相范围。引脚 12、10、8、9、7 和11 是脉冲输出端。 其中引脚12、10 和8 分别控制上半桥臂的A、B、C 相晶闸管；引脚 9、7 和 11 分别控制下半桥臂的A、 B 和 C 相晶闸管。正组晶闸管触发电路原理图如图18 所示，反组的和正组相同。图 18 正组触发电路原理

38、图四、项目设计结果分析 （分析试验过程中获得的数据、波形、现象或问题的正确性和必然性，分析产生不正确结果的原因和处理方法）双闭环调速系统的起动过程：设置双闭环控制的一个重要目的就是要获得接近理想起动过程，闭环直流调速系统突加给定电压 U n* 由静止状态起动时，转速和电流的动态过程示于图19。图 19 双闭环直流调速系统起动时的转速和电流波形由于在起动过程中转速调节器 ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三种情况，整个动态过程就分成图中标明的 I 、 II 、 III 三个阶段。第 I 阶段 - 电流上升的阶段(0t1)突加给定电压 U n 后， I d 上升，当 I d 小于负载电流I dl 时

39、，电机还不能转动。当 I dI dl后，电机开始起动，由于机电惯性作用，转速不会很快增长，因而转速调节器ASR的输入偏差电压的数值仍较大，其输出电压保持限幅值U im ，强迫电流 I d迅速上升直到，I dI dm ， U iU im 电流调节器很快就压制I d 了的增长，标志着这一阶段的结束。在这一阶段中， ASR很快进入并保持饱和状态，而ACR一般不饱和。第 II阶段 - 恒流升速阶段(t1t 2)在这个阶段中， ASR 始终是饱和的，转速环相当于开环，系统成为在恒值电流U im 给定下的电流调节系统，基本上保持电流I d 恒定，因而系统的加速度恒定，转速呈线性增长。和此同时，电机的反电动势E 也按线性增长，对电流调节系统来说，E 是一个线性渐增的扰动量，为了克服它的扰动， U d 0和 U c 也必须基本上按线性增长，才能保持I d 恒定。当 ACR采用 PI 调节器时，要使其输出量按线性增长，其输入偏差电压必须维持一定的恒值，也就是说， I d 应略低于 I dm ，恒流升速阶段是起动过程中的主要阶段。第 III阶段 - 转速调节阶段(t2t3 )当转速上升到给定值时，转速调节器ASR的输入偏差减少到零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值 U im*，所以电机仍在加速，使转速超调。转速超调后，ASR输入偏差电压变负，使它开始退出饱和状态，U i*和 I