基于UC3845P的低成本PWM反激式变换器的设计

1、基于UC3845P的低成本PWM反激式变换器的设计摘要本文设计的是反激式开关电源，采用的是UC3845控制芯片，使用该芯片设计的反激式电源具有使用元器件少、成本小、本身固有效率高、可靠性高的特点。文中介绍了反激式开关电源的工作原理，给出了实用电路图，并详细了介绍了该电源的设计计算流程。关键词 开关电源 反激 PWM 0引言电源在一个典型系统中担当着非常重要的角色。从某种程度上，可以看成是系统的心脏。电源给系统的电路提供持续的、稳定的能量，使系统免受外部的侵扰，并防止系统对其自身构成伤害。如果电源内部发生故障，不应造成系统的故障。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率

2、，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。开关电源技术是一门运用半导体功率器件实现电能的高效率变换、将粗电变换成精电，以满足供电质量要求的技术。顾名思义，开关电源就是电路中的电力电子器件工作在开关状态的电源。在开关电源出现之前，线性稳压电源已经应用了很长时间。而后，开关电源是作为线性稳压电源的替代物出现的，开关电源这一称谓也是相对于线性电源而产生

3、的。线性稳压电源虽然可以满足所需直流电压的高低和供电质量（精度、纹波等）的要求，但有两个严重的缺点：一是调整管V工作在线性放大状态，损耗很大，因而使整个电源效率很低；二是需要一个工频变压器T，使得电源体积大、质量重1。开关电源就是为了克服线性稳压电源的缺点而出现的，由于在开关电源中半导体功率器件工作在高频开关方式，因此它具有高效率、高功率密度、高可靠性。由于开关电源的突出优点，开关电源更替线性电源是发展的必然趋势。近年来，由于微型计算机的普及，通信行业的迅猛发展，推动了开关电源技术的进步和产业的迅速发展。开关电源的工作原理是：交流电源输入经整流滤波成直流，通过高频PWM(脉冲宽度调制)信号控制

4、开关管，将那个直流加到开关变压器初级上。开关变压器次级感应出高频电压，经整流滤波供给负载。输出部分通过一定的电路反馈给控制电路，控制PWM占空比，以达到稳定输出的目的。交流电源输入时一般要经过扼流圈一类的东西，过滤掉电网上的干扰，同时也过滤掉电源对电网的干扰。本文所要设计的是28W通用交流输入、多路输出的反激式变换器。由于反激式电路具有使用元器件少、结构简单、本身固有效率比较高的特点，在效率低于100W的场合非常受欢迎，在各种家电、计算机设备、工业设备中广泛使用的小功率开关电源中，基本采用的是反激式电路。由于本文所设计的开关电源功率较小，要求成本相对要低，使用的元器件要少，通过和其它PWM开关

5、电源拓扑比较，选用反激式电路拓扑更为合适。1、电源系统框图及各部分介绍本文介绍了一种反激式开关电源，系统框图如图2所示。功率为28W，输入直流电压在18V36V之间可调，输入电源是由带隔离变压器的+24V电源供电。，输出电压技术指标：DC+5V，最大电流2A，最小电流0.5A；DC+12V，电流0.5V；DC-12V，电流0.5A；DC+24V；电流0.25A。Vin：DC1836V可调。输入额定电压为DC+24V。 （ 图2:系统框图）2、电路工作原理 反激式开关电源电路如图1所示。主电路图分为两个部分：一、直流输入部分；二、变换器部分。直流输入部分采用单个的直流输入滤波器，变换器上电后，启

6、动电路驱动控制芯片UC3845P工作，在电路稳定工作期间，发射极上的二极管和基射极反偏，切断了启动电路，这样控制芯片就由电源本身供电，减小了损耗，提高了效率。电压的反馈环是一个多输出检测装置是通过把电压检测电阻分压器的上臂用三个并联电阻来实现，其分别接在不同的输出端上，这样做的好处是能够很好地改善输出端的交叉调整性能。根据电压各输出端对电压精度要求的不同，确定各输出端对误差的贡献程度，通过计算确定检测电阻的阻值。通过多输出检测电路把各输出端的误差传递给误差放大器，误差放大后，通过控制芯片调节PWM占空比，从而调节输出电压使其稳定在所要求的精度范围内，同时，还设计了欠电压保护以使电源工作更可靠。

7、 （图1）3、反激式开关电源各部分的设计3.1、 “黑箱”预先估算在最初设计阶段，首先要考虑开关电源的一些主要参数，这助于判断所选的拓扑是否正确，其实对黑箱进行估计，只要知道一些外特性参数就可以了，把设计的电源当成一个黑箱看待，在这个黑箱里只定义输入和输出。(1).输出功率=5V×2A+12V×0.5A+12V×0.5A+24V×0.25A =28W(2).输入功率 /28W/0.7537.3W式中估计的开关电源效率。(3).平均输入电流=/ =37.3W/18V=2.07A在输入电压最低时，就可以解出最大的平均电流，根据这个值可以确定变压器一次绕组或电

8、感中的导线尺寸。 (4)输入峰值电流这个参数完全是由实现选定的拓扑决定的。=k/，对于反激式电路，k=5.5。则=5.5×28W/18V=8.55A电源的工作频率选为40kHz(即=12.5)3.2、反激式变压器的设计 反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这儿直接使用。在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。刚开始，在开关

9、管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，满足下=/所以 / =/（一般取0.5）代入数据得18V×12.5/8.55A=26.3计算磁心功率得吞吐量：/2=40000Hz×26.3×(8.55A)2=38.45W(满足要求)经查表可以选用MPP环形磁心，其型号为55310A，这种磁心得AL为90Mh/100匝，则 一次绕组得匝数为=1000 1000×（0.0263Mh/90mH） =17.09匝（取17匝）输出电压最低（+5V）二次绕组匝数（用肖特基二极管） N(+5)17匝×（5.0V+0.5V）×50%/(18V×50%

10、) =5.19匝（取5匝）其余绕组（假设用超快速整流二极管）： =(12.0+0.9V)×5匝/（5.0V+0.5V） =11.73匝（12匝）-12V得绕组与+12V相同。（24.0V+0.9V）×5匝/（5.0V+0.5V） 22.6匝（取23匝）二次测绕组采用自耦变压器的结构，这样低电压输出端的绕组会包含高电压输出端的绕组中，这些绕组的匝数和线规如下：+5V：5匝，17AWG。+12V：7匝， 121AWG。-12V：12匝， 21AWG。+24V：11匝，26AWG。一次绕组：17匝，19AWG。3.3、输出端的误差估计以上算得的匝数通常不是整数，但大多数磁心只能绕

11、整数匝，因此要取最接近的正数来近似，这样会导致输出电压误差增多，那么就要核对误差是否会超出所要设计的电源容许范围，比较原来每匝电压值与取整后每匝输出电压。则±12V的误差估计为：=0. 260.3则+24V的误差估计为：-0.388-0.43.4、开关电源变压器的绕制开关电源变压器的物理绕制方法很重要，它会使电源性能差别很大。好的绕制方法可以使电源性能非常好。反之也可以使电源噪声很大，性能变差。开关电源变压器与50/60Hz的工频变压器相比，设计更为苛刻。变压器的绕制，主要有三个方面的因素要考虑：1. 电源是否必须符合所有的安全规范。2. 绕组之间耦合要好。3. 所有绕组的漏感应尽可

12、能小。这些因素有些是相互影响的，所以需要采取折中办法。 其实把变压器的所有绕组并绕的方法并不经济，本文选用有选择地并绕的方法：在绕到磁心上之前把一次绕组与24V绕组与12V绕组与-12V绕组分别绞合在一起。24V绕组作为一次测的续流绕组，可以在开关关断的时候减小电压尖峰。5V绕组先均匀地绕在环形磁心上，然后再均匀地绕原先绞在一起的一次绕组24V绕组，最后绕原先绞在一起的12V和12V绕组，这个绕组可以紧贴在前面的绕组上。从产品方面考虑，通常的安装方法是把绕好的磁环放在接线段子板上，然后把它封装起来。这样可以防止操作损坏，也易于放置在PCB上。 3.5、功率开关设计功率开关部分的主要最用是把支流

13、输入电压转换成脉宽调制的交流电压。紧接在功率开关后的这一级可以变压器把交流波形升高或降低，最后由变换器的输出级把交流电转换成直流。为了完成这个DC-DC变换，功率开关只工作在饱和与关断两种状态，就可以使得开关损耗尽可能小。目前主要用到两种功率开关：双极型功率晶体管(BJT)和功率MOSFET。与MOSFET相比，BJT关断速度比较慢，所以通常用在开关频率小于20kHZ的情况。所以本次设计采用MOSFET更合适。 MOSFET是电压控制电流源。为了驱动MOSFET进入饱和区，需要在栅源极间加上足够的电压，以使漏极能流过预期的最大的电流。栅极电压和漏极电流间的关系作跨导，也就是。功率MOSFET通

14、常分成两类：一类是标准的MOSFET。这种MOSFET的大约为810V，以保证额定的漏极电流。另一类是逻辑电平MOSFET。这类MOSFET的只需4.04.5V，其漏源电压额定值较低（<60V）。MOSFET的开关速度很快，典型值是4080ns。要快速驱动MOSFET，就要考虑MOSFET中固有的寄生电容。在这种场合下，使用MOSFET有明显优势，MOSFET的驱动好玩开关损耗都比较小：>代入数值得>（24.4V+0.9V）×17匝/23匝+36V54.7V(忽略漏感引起得尖峰)，取100V。：对于反激式变换器，选择开关管额定平均电流时，大约取最大输入平均电流得1.

15、5倍式比较理想的。另外要考虑损耗的问题，通过牺牲一点成本和输入电容，就可以使电流损耗(导通损耗)减小。 >1.5×2.07A3.11A可以选用MTP10N10M管子，为了实现电流型控制，在这里选用的似电流检测型MOSFET，这样就可以显著减少测量损耗。 整流二极管：+5V（输出） 开关损耗为：>- >+5V+36V×(5匝/17匝)15.6V 2A，则可以使用IN5824(3A)±12V输出：>- 12V+36V×(12匝/17匝) 37.41V，选用MUR110(D5和D7)+24V输出：>->24V+36V

16、5;（23匝/17匝）72.7V，选用MUR1103.6、输出滤波部分输出滤波器把经过整流后的交流方波变换成直流输出。正激式变换器用一个双极点LC滤波器把整流后方波平均成一个直流量。升压式变换器的滤波器只是一个极点的电容滤波器，该滤波器产生的直流电压是整流波形的峰值电压，这两种都是电抗性的滤波器，损耗很小。正激式和升压式输出极的输出滤波电容的计算是相同的。它可以简单地由所需要的输出纹波电压峰值决定的。这个输出纹波电压就是叠加在输出直流电压上的交流三角波。对于正激式变换器，输出纹波典型值式30mV（峰峰值），而升压式变换器中，150mV的峰峰值式比较典型的。如果电路对纹波比较敏感，设计者要考虑输

17、出滤波电容后面是否要加一级直流滤波，通过下式可以计算出电容值。式中 输出端的额定电流值，单位为A； 在高输入电压和轻载下所估计的最小占空比（估计值为0.3是比较合适的）；期望的输出电压纹波峰峰值，单位为V。则480，额定电压为10V。用两个220、额定电压为10V的钽电容并联（和）。通过电容的并联，可以减小电容高度和ESR。122，额定电压为20V。选用150、额定电压为35V的钽电容（和）。60，额定电压为35V。用两个47、额定电压为35V的钽电容并联（）。 尤其是在反激式变换器中，选择合适的电容是非常重要的，这是因为反激式变换器自身与整流器之间没有感性阻抗，使得有很大瞬时电流流入和流出电

18、容。较大的交流电流流过了电容的ESR(等效串联电阻)和ESL(等效串联电感)，ESR会导致电容发热，造成电容的使用寿命缩短增加了输出电压文波，ESL引起输出电压存在高频噪声。电容与铝质电解电容相比，具有较小的ESL和ESR。3.7、输出极设计输出极对功率开关产生的交流开关波形进行整流和滤波。在没有隔离的拓扑中，直接对开关产生的交流开关信号进行整流和滤波。由于电源的主要损耗是消耗在输出极上，所以输出极的设计对电源效率的影响比其余各级来说是主要的。输出极主要有两种类型：用在正激式变换器的输出极和用在升压式变换器的输出极。它们的区别在于正激式输出极中，在整流器和输出滤波电容之间有个滤波电感。3.8、

19、PWM控制器选择为了选择控制器IC，需要把一些重要的设计要求列出来，同时提升性能的项目。基本要求 其他要求器件数目少 欠电压封锁电流型控制 低阙值 MOSFET驱动输出 最大占空比50的限制单极性驱动低成本通过浏览常用的控制器IC资料后，可以发现UC3845P能满足上面这些要求。参考Motorola公司“线性和接口集成电路”数据手册，在手册中给出了基本的应用电路图，设计者只要确定定时器的电阻、电容值和检测电阻的值就可以了。供电和反馈补偿等其他部分，将在后面进行设计。参见“定时电阻与振荡频率”曲线图，为了使得电路工作在40，选择以下参数：=200=22k： = =0.6V×1800/8

20、.55A127（取120）九、电压反馈部分设计在多路输出中，为了提高交叉调整性能，需对正极性输出端的电压进行检测。这就要考虑电路各个输出端的负载情况。在这里，负载的情况假设如下：+5V 给微控制器和74HC逻辑电路供电，VDD误差可以为±10%。±12V 主要给模拟电路供电，这部分电路中供电电压波动对其影响比较小。+24V 给最低电压为18V的接口电路供电。在这部分电路中，要把5V的逻辑电平进行转化。首先，选择电压分压网络，检测电流通常取1mA，确定下端电阻值（+）。 +=2.5V/1mA =2.5 (取2.7)在最后制作的时候，分压网络中最好加一个1的电位器，以实现对输出

21、电压的调节。这个电位器滑动端与上端连接。使用电位器有一个缺点，就是当滑动点开路的时候，会引入干扰。可调电阻的滑动端上跳，会使输出电压降低，相反会使输出电压达到最大值，从而可能损坏其他电路。假设电位器设置在中间值，的取值如下：2.7 5002.2 实际检测电流为：/（+）2.5V/2.7 =0.96确定每个输出端检测电流的比例：+5V，60；+12V，20%；+24V，20%确定分压网络上端的电阻值：+5V：=（5.0V-2.5V）/（0.6×0.96 ）=4340（取4.7）+12V：=（12.3V-2.5V）/（0.2×0.96 ）=51+24V：=（24.4V-2.5V

22、）/（0.2×0.96 ）=114（取110 ） （电压反馈图）3.10、输入滤波器部分DC-DC变换器的输入电容要求比较严格，这种变换器产生的纹波电流频率为开关频率，而且纹波通常比较大。如果电容选择不当，这些电流会在输入电容内部产生热量，从而缩短它们的工作寿命，这要求输入滤波电容的ESR小，纹波电流定额高。在电源中，功率开关管上看到的整个电流波形是从电容上流入流出，输入端由于串了电感，不能提供开关管所要的高频电流脉冲，输入电容在以低频方式从输入端充电，并以高频方式向开关管放电方面起着重要的作用，因而完全可以把功率开关管所需的电流看成是由输入滤波电容提供的。 一般来说，无法找到一个可

23、以把电源所有纹波都吸收的电容，所以通常可以考虑用两个或更多(n)电容并联，每个电容值为计算所得电容值得1/n。这样流入每个电容得纹波电流只有并联的带你容个数分之一(1/n)，每个电容就可以工作在低于它的最大额定纹波电流下。输入滤波电容上一般要求并上陶瓷电容（约0.1F），以吸收纹波电流的高频分量。 输入滤波电容 2×37.3W/(4000Hz×1V) =186F 用两个100F、50V的铝电解电容和一个0.1F、100V的瓷片电容并联。输入滤波电感：由于电源的输入具有公共地的单输入线，所以这里选用MPP磁环。从基本磁化曲线可以看出，200e所产生的直流偏置小于磁心饱和磁通的

24、一般。这里推荐使用相对磁导率125。根据估算磁心的大小，可以选用P/N55120-A2型磁心，导线采用20AWG的双股线。所需的匝数如下：N= =200e×4.11cm/0.4×3.14×2.04A =32匝 3.11、启动部分设计启动部分和辅助电源给控制集成电路（IC）和功率开关驱动电路提供工作电压，有时把这个电路叫作自启动电路。由于这部分电路多有输入和输出的功率都属于损耗，因此在保证其所有功能的条件下，应尽可能提高它的效率。自启动电路在高输入电压的情况下显得更为重要，因为输入电压高于直流20V时，输入电压不能直接供电给控制IC和功率开关，而是需要采用启动辅助电

25、源电路。这部分电路的主要功能是用一个分流或串联的线性电源给控制器和功率开关驱动电路提供比较稳定的电压。 虽然输入线电压足够低，可以提供控制器IC和MOSFET所需的全部电流，但这样会消耗大约1.2W的功率，也就是损失将近4.2的效率。采用从输入端提供电源的启动电路来实现比较理想，启动电路只在启动和过电流保护时起作用。在正常工作时，IC和MOSFET从+12V输出端获得电源。D1：用11V/500mV的1N5241齐纳管：=（18V-11V）/0.4=17.5 Q1：用MPSA05：（18V-12V）/5.0=1.2 D2：用1N4148D3：用MBR0303.12、负反馈补偿器 为了得到最佳的

26、交叉调整性能和最快的暂态响应，这里采用单极点-零点的方法进行补偿。由于电流型控制的反激式变换器，其控制到输出特性曲线只有一个极点，所以可用单极点-零点的补偿器。由于+5V输出端的功率最大，占检测电流的分量也最大，所以把它看成主要的输出。输出滤波的极点、ESR零点和直流增益如下：= (36V-5V)2/36V×2.5V×=3.14=20lg3.14=9.94dB=144（在额定负载2A时）36.2（在轻载0.5A时）幅频特性的穿越频率应小于/5，即<40/58穿越频率处闭环增益为0dB时所要增加的增益量20lg 20lg9.94dB 24.95dB绝对增益52.4把补偿

27、器的零点设置在滤波器呈现出来的最低极点位置，即 36.2把补偿器的极点位置设置在电容ESR引起的零点频率上，即 20 （此值为近似值）已知电压检测网络+5V输出端检测电路的上端电阻值为4.7。 80（取82）52.4×4.7246 （取270）0.016 （取0.015）3.13、欠电压保护电源输出电压低于规定值时，作为负载的逻辑电路就会误动作，为此要增设欠电压保护电路。发生欠电压的原因多是电源的控制电路出现故障造成的，通常采用关断型电路，它与过电压保护电路不同，在输入电源接通时，不必担心输出电压从欠电压保护检测点开始上升的误动作。为此，取同输入电压正常与否的条件相与作为欠电压的检测信号。4、设计结论 参考文献1杨旭，裴云庆，王兆安. 开关电源技术. 北京：机械工业出版社，20042 Ben-yaakov,sam and