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1、LLC-SRC CONVERTOR 摘 要LLC-SRC是一种三元素串联谐振式变直流对直流变换器.其区别于传统的PWM的主要特征在于:主开关工作在零电压（ZVS）的条件下开通，整流管工作在零电流的条件下关断(ZCS)，并且在宽输入范围的状况下,其转换效率可以优化在输入电压的高端.因此,LLC-SRC可以很好解决在宽输入电压范围的情况下,其转换效率随输入电压的增加而降低的缺点和在输出整流侧,二极管的反向恢复导致较大的电压尖峰,从而增加额外的功率损耗的问题.在本文中,对LLC串联谐振直流对直流变换器的工作原理进行全面的分析.并对在不同工作频率下的不同工作模式和工作波形都进行了详细的描述.本人实际设

2、计了48V/26V,48V/+5.3V/-5.3V/12V两个变换器,用来对LLC串联谐振理论进行试验验证.文章最后也对在此实际的样机设计中遇到的问题和经验详细的列举出来,和大家共享.LLC-SRC串联谐振直流对直流变换器适应于高频,宽输入范围的应用.1.LLC串联谐振直流对直流变换器的介绍1.1传统的DC/DC变换器存在的问题像非对称半桥和移相全桥等传统的PWM DC/DC变换器,都受到窄的输入范围和低的转换效率的限制.这是由于这些变换器的输出是通过在开关周期固定不变的前提下调节脉冲宽度得以实现,要达到宽的输入范围的工作条件,则必须选择相应的占空比和其它关联参数来实现满负荷的输出.一般的情况

3、下,随着占空比的减小,转换效率也随着变小.因此,对传统的变换器而言,转换效率会随着输入电压的增加而变小.但如果我们希望在宽输入电压的高端进行优化设计,那么这样的问题就变得很突出.另外是传统的DC/DC变换器的整流二极管的反向恢复问题.在绝大部分的PWM的拓扑结构中,当二极管两端的电流下降到零在到反向,其会具有很大的di/dt的值,反向恢复电流也会由于电路中的寄生电感和电容而振荡.其表现如图1.1所示,在二极管上产生很大的尖峰电压,这样不仅增加功率损耗而且也使得通过选择二极管的电压等级方式来优化变换器效率变得很难. I反向恢復電流 V電壓尖峰 图1.1普通PWM变换器中的方向恢复问题尤其对于输出

4、电压较高的时候,它的电压等级越高,反向恢复电流和尖峰电压就越高,从而导致一些严重的问题.因此,实现输出整流二极管的零电流(ZCS)关断这一特性对DC/DC变换器的设计就变得很具有吸引力.1.2 传统的谐振变换器的简要回顾谐振变换器可分为两种类型:串联谐振(SRC)和并联谐振（PRC）.在半桥结构的拓扑中可表现如图1.2和图1.3.从图中便可看出,由电感LS和电容CS构成的谐振网络是为减少半导体开关管的开通、关断时的损耗而创造条件的.在串联谐振(SRC)中,负载和谐振网络是串联的,而在并联谐振（PRC）中,负载和并联谐振电容CP并联的.通常,当SRC或PRC变换器的开关频率小于其谐振频率时,开关

5、在零电流条件下关断,这样可以消除关断损耗.相反,当开关频率大于其谐振频率时,开关在零电压条件下导通,这样可以消除导通损耗.VinCsLSVORO图1.2 串联谐振基础架构（SRC）VinCdDDDDDDLSVOROCp图1.3 并联谐振基础架构（PRC） 对于这两类变换器来说，其输出电压的调节都采取变化开关频率控制即变频控制.但这也有其不利的一面: 串联谐振(SRC)对较宽范围负载输出电压的调节,需要相对较宽的频率变化范围.其次,在空载的情况下输出点不能调节.而对于并联谐振（PRC）由于谐振网络和负载之间是并联关系,它在空载时输出电压仍可调节.然而,电路中的循环能量非常大,使得输出负载变小时变

6、换效率减少很快.多元素谐振变换器可通过使用三或四个谐振元素从SRC和PRC结构中演变得到,并且在此谐振网络中通过选择合适的元素,便可获得具有SRC和PRC最好特性的变换器.图1.4是LCC串并联谐振结构变换器的主电路图，其可看作是从增加了一个串联电容CS的并联谐振变换器而演变得得到.相对于并联谐振（PRC），其循环能量有所减少，所以，轻载时的效率得到提升同时也具有良好的调节特性.VinCSDDDDDDLSVOROCp 图1.4 LCC串并联谐振结构的变换器1.3 LLC串联谐振的简介 LLC串联谐振DC/DC变换器（LLC-SRC）架构如图1.5,其是由普通的串联谐振通过减少变压器的励磁电感演

7、变而得到的三元素谐振的拓扑变换器. 励磁电感Lm和串联谐振LC网络合在一起称为LLC谐振网络.VinCsLSVOROLm 图1.5 LLC串联谐振结构正确选择了励磁电感和串联谐振LC网络，LLC-SRC可在相对较窄的频率变化范围内，负载从满载到轻载变化也具有良好的电压调节特性.另外，LLC-SRC的原边开关管不论负载大小始终运行在ZVS的条件下、副边整流二极管运行在ZCS的条件下，故其变换效率较高.同时, 其变换效率在宽输入电压范围时可优化在高端.2. LLC串联谐振变换器分析2.1 LLC-SRC 基础架构 半桥结构的LLC串联谐振变换器（LLC-SRC）如图2.1所示,该电路按功能可分为:

8、方波发生器1、LLC谐振网络2、高频变压器3、整流电路4、输出滤波电路5. 方波发生器由两个串联开关管(S1,S2)构成的半桥逆变器组成,开关门极驱动信号之间是互补反向的，且占空比都是0.5.输出电压的调节是通过改变开关管的开关频率来实现（变频控制）.LLC諧振網絡54321COABD2LoadROVOD1LsCSS2S1Vin Lm 图2.1半桥结构的LLC串联谐振变换器LLC谐振网络2由串联谐振电容Cs, 串联谐振电感Ls和另一个并在变压器原边的谐振电感Lm三部分组成. 串联谐振电容Cs有两个功能:1)阻止方波发生器输出电压的直流分量流到变压器.2)与Ls、Lm组成谐振网络. 串联谐振电感

9、Ls可外加也可通过变压器的漏电感来匹配.同样,并联电感Lm可以是变压器的励磁电感或外加电感.高频变压器3为变换器提供一定变比且隔离的输出电压.由二极管D1和D2组成具有中心抽头的整流电路4就是把谐振电流转换为单向的电流. 输出滤波5由电容Co构成，其作用是滤除高频纹波电流为负载提供纯净且恒定的Vo.在普通的串联谐振变换器（SRC）中，Lm视为无限大，不参与谐振的，谐振网络是LC谐振.为了能为开关管创造ZVS条件，开关频率必须远大于LC 谐振频率.然而,LLC-SRC开关频率可小于LsCs 谐振频率但要高于Lm-LS-Cs的联谐频率，其中，Ls,Cs谐振频率定义为fs fs=1/(2(LsCs)

10、1/2) (2-1)Lm,Ls,Cs谐振频率定义为fm: fm=1/(2(Ls+Lm)Cs)1/2) (2-2)LLC-SRC不但可以像普通串联谐振变换器工作在f>fs频率段，而且也可工作在ffs频率段.其具体的运行模式和主要波形在接下来的篇幅进行分析.2.2 LLC-SRC的工作模式及主要波形（涉及的公式在第五部分有推导）2.2.1 工作在fm<f<fs 时 参照图2-2的波形图，在一个工作周期内可分为六个阶段.每一阶段的等效电路如图2-3-M1M6所示.在等效电路中,Co视为足够大，可视作电压值为Vo的电压源.为了描述开关管的ZVS的条件，MOSFET管的本体二极管也在图

11、中画出，但MOSFET管的输出结电容则被简化了,图中已忽略.M1:t0<t<t1.在t=t0时，S2关断,谐振电流ir 给S1的结电容放电，接着S1的本体二极管导通，S1的漏源极之间电压Vds下降至接近于零(把本体二极管视为理想状态).输入电压Vin参与到L-L-C谐振电路中.由于Lm两端电压被输出反射回来的电压钳位,因此实际参与谐振的元素只有Ls和Cs.S1S2S1S2irIm-ImimVds1Id2Id1Id11Id2IOVct0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t0圖2.2 在fm<f<fs時LLC-SRC工作波形S1iD1irS2im图2-3-M1 : t0

12、<t<t1M2: t1<t<t2. 在t=t1时，S1在零电压条件下导通，谐振电流ir从负值不断变化到零接着反向向正向增加，并从S1的漏极流向源极，其波形按正弦波变化.Cs两端的电压从波谷向波峰上升.励磁电流im则从负的最大值线性增大到正的最大值.ir与im的差值通过变压器变换经整流二极管D1反馈到负载.由于开关周期比谐振周期大,在S1关断之前t=t2时ir下降到ir=im.此时D1关断,M2过程结束. ir iD1im 图2-3-M2: t1<t<t2M3: t2<t<t3.在t=t2,S1仍然在开通，D1已截止.此时谐振发生在Cs, Ls,L

13、m之间.由于Lm»Ls，谐振周期Tm就远远长于开关周期，im和ir可近似视为常量都等于Im. Ir由于持续给Cs充电，其上电压Vc上升到最大Vc-max=nVo+IoT/(4nCs) T为开关周期(2-)圖2-3-M3: t2<t<t3 ir vc imM4:t3<t<t4.在t=t3时，S1关断，ir给S2的结电容放电之后其本体二极管开通.Lm上电压由于被输出电压钳位，谐振发生在Ls,Cs之间，ir按正弦波形下降，im-ir的差值通过整流二极管D2供给负载. ir im iD2 图2-3-M4: t3<t<t4M5:t4<t<t5.在

14、t=t4时,S2在零电压条件下开通. ir按正弦波形下降到零再反向增加.励磁电流im从正的最大值线性变化到负向最大值. Cs放电，储存的能量通过以ir与im的差值的形式供给负载. ir im iD2图2-3-M5: t4<t<t5 M6:t5<t<t6.在t=t5时, im下降到ir=im.此时二极管D2关断，由于励磁电感Lm参与谐振，谐振电流维持为定值直到S2关断为止.当S2关断之后,下一个循环又开始了. 图2-3-M6: t5<t<t6 ir im 在fm<f<fs,输出电压Vo可用输入电压Vin，最大励磁电流Im和开关周期T表达为：Vo=1

15、/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCs(2-4) Ts为Ls与Cs的谐振频率，Ts=2(Ls*Cs)1/2随着开关周期的增加，输出电压Vo随之变大.当T=Ts时，变换器运行频率就是谐振频率fs:Vo=1/2n*Vin(2-5)现在，分析T=Ts，即f=fs的情况：具体波形如图2-4所示.可见M3的过程已消失,谐振电流的波形为纯正弦波,通过整流管D1和D2出来的电流(iD1+ iD2)波形是不间断的.工作电流的RMS值最小，因此其变换效率是最佳的. S1 S2 S1 S2 ir Im im -Im VDS1 id1id1id1id2 IO Vct0t6t4t3t0t1 图2-4 f=fs

16、时 LLC-SRC工作波形在fm<f<fs，开关管的ZVS条件的获得是由最大励磁电流Im来保证的，而ImnVoT/4Lm(2-6)可见，Im与负载电流和输入电压无关，所以，LLC-SRC的ZVS范围比其它软开关拓扑的宽的多同时，整流二极管在相应的开关管切断之前已按正弦波的规律先下降到零整流二极管工作在ZCS的模式下，其反向恢复的问题可消除根据等式(2-4),输出电压Vo是随着开关周期T的增加而递增如果LLC-SRC变换器设计在输入电压为高端时工作在谐振频率（f=fs）,那么，当输入电压变小时，便在较低的频率（T>Ts）值上运行，其输出电压就可通过控制运行频率得以控制在T=Ts

17、,由于谐振电流为近似正弦波同时输出电流为连续不间断的，它的导通损耗最小，因此，变换效率变可优化在高端这是区别于普通PWM变换器的显著特征之一2.2.1 工作在ffs 时 参照图2-6的波形图，在一个工作周期内可分为六个阶段.每一阶段的等效电路如图2-6-M1M6所示.在等效电路中,Co视为足够大，可视作电压值为Vo的电压源.为了描述开关管的ZVS的条件，MOSFET管的本体二极管也在图中画出，但MOSFET管的输出结电容则被简化了,图中已忽略.M1:t0<t<t1.在t=t0时，S1和D1处于通态.励磁电感Lm的两端电压被输出电压钳位，励磁电流im从负向的峰值-Im线性上升.谐振电

18、流ir从-Im按正弦波形上升，ir大于im，它们差值通过整流管D1输出到负载.S2S1S2S1ir Im im -ImVDS1 Io iD1 iD2 iD1 iD2Vct0 t1t2 t3 t4 t5 t6图2-6 f>fs 时 LLC-SRC工作波形 M2:t1<t<t2.在t=t1时,S1关断，谐振电流给S2的结电容放电紧接着其体二极管开通.由于开关周期比谐振周期小，当S1关断时，谐振电流不能完成其半个周期，因此，谐振电流ir仍大于励磁电流im,它们之间差值持续通过D1输出，此时由于输出电压的反射作用，谐振电流ir被迫下降很快.M3:t2<t<t3.在t=t2

19、时,S2 在零电压条件下开通.M4:t3<t<t4.在t=t3时, 谐振电流ir下降到Im,整流二极管D1截止.当ir下降到小于Im时,D2导通，电流通过它输出到负载.由于D2开通，励磁电感电压反向，励磁电流im线性减小.谐振环路（Ls,Cs）利用Cs内存储的能量开始谐振，这样就进入了负半周期.如果驱动信号的死区（如图所示区间t1,t2），大于t1至t3的时间，则M3就会消失.只要S2在谐振电流下降到零之前开通，其ZVS 的条件就能实现，谐振电流也就不会给S2充电.M5:t4<t<t5.在t=t4时,S2关断,谐振电流给S1的结电容放电，S1的本体二极管也就开通.M6:

20、t5<t<t6.在t=t5时,驱动信号加到S1，S1在零电压条件下导通.在t=t6时, 谐振电流ir等于励磁电流im.这个过程结束.接下来又返回到M1开始了下一个周期.变换器输出电压Vo:Vo=Vin/2n-(IrTs/4n)*(cos+cos(T/Ts-) (2-7)其中: T为开关频率Ts为Ls,Cs的谐振频率Ir为谐振谐振电流的波幅，Ir(（TIo/2Tsn）Im2)1/2 参数sin-1(Im/Ir)由于f>fs即T<Ts,等式(2-7)中cos(T/Ts-)将随着T的增加而减小,因此，Vo也是随着T的增加而变大.这种变化规律与在fm<f<fs工作状

21、态下相同.当ffs，即T=Ts, 等式(2-7)可简化为：Vo=Vin/2n这个结果和在fm<f<fs作状态下推导的一样. ir iD1 im 图2-6-M1:t0<t<t1 ir iD1 im 图2-6-M2:t1<t<t2 ir iD1 im 图2-6-M3:t2<t<t3 ir im圖2-6-M4:t3<t<t4 iD2 ir im圖2-6-M5:t4<t<t5 iD2ir im iD2 图2-6-M6:t5<t<t6 总结： 从以上的分析可看出：无论在哪种工作状态下（全范围负载），原边开关管零电压开通（

22、ZVS）的条件都可实现，但是，对于付边输出整流二极管的零电流（ZCS）关断条件的实现则只有在fm<ffs才可得到，当f>fs则失去ZVS这一特性.另外，LLC-SRC变换器即使从满负载变化到空载也都具有很好的调节特性.在输出空载的条件下，当工作的开关频率上升到很大时，调节特性就会受到一定限制；在输出短路的情况下，当工作在谐振频率点（ffs）时，电路会出现一个尖峰电流（在允许范围内），因此，应当尽量避免出现输出短路的情况.3.LLC-SRC设计所需公式及设计程序3.1设计的注意事项和设计程序 在第二章中，输出电压Vo和开关周期T之间的关系式是在满负载的情况下获得的：Vo=1/2n*V

23、in+Im*(T-Ts)/4nCs ImnVoT/(4Lm) T=2*(CsLs)1/2 由上述可推导出：Vin/(2nVo)=1+(2Ls/4Lm)*(1-fs/f) (3-1) 等式(3-1)适用范围是ffs.通过它可知在满负载时工作频率和输入或输出电压之间的关系是可确定的.在设计过程中，对于确定的输入和输出电压范围来说，Ls/Lm可根据设定的频率范围之而定.但，Ls/ Lm的值要适当的大以来确保在最小的开关频率下，即使工作在输入电压最低时的也能有最大输出. 为了正确选择Ls的值，可从Ts=2*(CsLs)1/2 可得出； 为了正确选择Cs的值，其上电压值如等式(2-3)是必须要考虑的，即

24、：Vc-max=nVo+IoT/(4nCs) 其中 Io是输出电流的最大值,T的值是运行的最大周期；最后，对开路时最大频率的设定可根据等式（3-1）估算出.根据Vo=1/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCs 当工作周期T等于谐振周期Ts时， Vo=Vin/2n (3-2)其中 Vo和Vin为正常的工作电压，在这种情况下，变换效率最佳. 原边电流的均方根值(RMS)可表述为： Ip,RMS=(Io/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4 (3-3)其中 Io和Vo分别为输出电流，输出电压，Ip,RMS是流过开关管的电流，由此可确定开关管的电流等级.基于以上的等式，可以得出LL

25、C-SRC的设计程序：根据Vo=Vin/2n,确定变压器的匝比.用实际的输入与输出电压来确定，让在此条件下的工作频率fo等于Cs、Ls的谐振频率fs.这样可使变换器的效率得到优化.根据Vcs-max=nVo+IoT/(4nCs)来选择Cs.如果Cs太大，Ls、Lm就会很小，励磁电流Im就变大，损耗会增加；Cs越小，Vcs就越大，对于高电压如400v输入的DC/DC变换器,由于受到电容电压等级的限制Vcs的值就不能过大，同时 Im会太小,开关管可能会失去零电压的条件.总之，Vc-max一般不应超过Vin-nor，选择0.70.9* Vin-nor.根据fs=1/(2(CsLs)1/2来选择谐振电

26、感Ls，如为了达到在额定负载时运行频率等于设定的工作频率即f=fo(最佳点)，那么，Ls的取值要尽量的精确.根据等式（3-1）：Vin/(2nVo)=1+(2Ls/4Lm)*(1-fs/f) 来选择励磁电感Lm，输入电压和输出电压的变化范围越宽，则Lm的值就应越小.总体来说，最低频率一般为：0.50.7*fs.如果计算出的Lm值太小不能成立，那么，就应减小最小频率值使Lm变大一些.可依据等式（3-1），估算出最大频率值.选择半导体器件：开关管的电压压力是输入电压值，其电流应力可根据(3-3)来估算.输出整流管的电压压力为两倍输出电压值，其电流压力就是输出电流值.3.2实际设计案例（简介） 以输

27、入电压为48v,26v±4%(28v)/6.5A(输出两种电压可切换输出)为例：Vin=38.5v58vVin-nor=53vVo=26vIo=6.5Afo=120khzfmin=70khz 变压器的匝比n 据 n=Vin-nor/(2Vo-nor) 其中Vin-nor=53v, Vo-nor=26v 故n=53/(2*26)1.1 谐振电容Cs据 Cs=Io/(4nfmin(Vc_max-nVo_nor) 电容上的最大电压取45v,所以，只要取耐压为60v等级的电容由于，Vc_max=45v, fmin=70k, Io=6.5A,n=1.1, Vo_nor=26v因此，Cs=1.2

28、uF 谐振电感Ls据 fs=1/(2(CsLs)1/2其中， fo=120khz，Cs=1.2Uf因此，Ls=1.4uH 变压器的励磁电感Lm据 Vin_min/(2nVo_max)=1+(2Ls/4Lm)*(1-fo/fmin)其中，fo=120khz，fmin=70khz，Vin_min=38v, Vo_max=28v,Ls=1.4uH所以，Lm=6.4uHLLC谐振变换的所有的参数都已确定：n=1.1, Cs=1.2uF, Ls=1.4uH, Lm=6.4uH 最高频率fmax据 Vin_max/(2nVo_min)=1+(2Ls/4Lm)*(1-fs/f)其中，fo=120khz，Vi

29、n_max=58.5v, Vo_min=24.96v, Ls=1.4uH，Lm=6.4uH，因此：fmax=139khz（为了便于Vin-max,Io-min时的电压调节，fmax值可加大一点，设为150khz） 选择半导体器件:据 Ip,RMS=(Io/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4，其中 fo=120khz，Io=6.5A,n=1.1, Vo=26v，Lm=6.4uH所以，Ip,RMS=6.6A 开关管的电压压力是58V,故用两片100V/37AMOSFET（IRF3710，R=25mohm）. 输出整流管的电压压力为56V,平均电流为6.5A,因此，选择100V/4

30、0A 40CPQ100(Vf=0.61v)为其整流管.总结： 为了使低于额定负载如半载左右（一般这时工作效率大于fs设定的频率）的情况下，变换器也具有ZCS，可以把计算出的Cs值减小一点（相对而言就是使实际谐振的fs变大）.但在额定点时，fo就不再等于fs,而是小于实际的谐振频率.在上例中，实际电路取Cs值为0.22*5Uf,其它参数不变.由于最大谐振电流的值Ir=(Io/2n)2+Im2)1/2=13.7A较大，要注意谐振电感L会不会瞬间饱和，电感要选择值较低的磁心. 4.试验验证4.1.1实际设计案例1 仍以输入电压为48v,26v±4%(28v)/6.5A(输出两种电压可切换输

31、出)为例，主电路如图4-1.具体参数如下： 低频限制：70kHz S1&S2 :IRF3710(100V,25mohm) D1&D2:1/2*40CPQ100(100V,40A) 谐振电容Cs: 0.22*5Uf 谐振电感Ls: 1.4uH ,其中变压器自身的漏感Lst=0.4uH,外加电感Ls=1.0uH 励磁电感Lm : 6.4uH 有变压器自身提供 变压器变比n: 1.1:1 变压器磁心：EER35/42/11 原边线圈： 8T,0.1*100*2Litz wire 付边线圈： 7T,0.1*100*2Litz wire 磁心的气隙： 0.95mm调整使Lm=6.4uH图

32、4-1 主电路图参考主电路图：Ls是外加电感，连到开关桥上的1uf电容用来消除寄生电感，并联在MOSFET的2200P的电容，作用是消除其关断时的损耗（可实现零电压关断）.图4-2,是控制电路图. ic CD4046用来执行压控振荡器（VCO）的功能，触发器CD4013用来产生互补的两组驱动信号，驱动信号通过RC延时网络来设定死区，再经过TC4422来进行功率放大，后给驱动变压器进行原、付边(同名端相反)隔离，最后输出相位相反的信号分别驱动开关管S1和S2.备注：ic CD4046的振荡频率与如下元素的关系： Pin6与Pin7之间的电容c、Pin11脚接地电阻、Pin12脚接地电阻.电容值用

33、来设定最小频率值（电容值大，则最小频率值小），Pin12脚接地电阻一般较大，可设为定值为60kohm，Pin11脚接地电阻用来设定最大频率值（值越小，则最大频率值变大）. 驱动变压器的输入端的电容,用来阻止DC的直流分量进入，防止其饱和.S1驅動變壓器VrefVout CD4013CD4046PI442244222S2图4-2 控制电路框图（(具体可参考附录图纸1)4.1.2实测波形图4-3，图4-4，图4-5分别显示输入电压在38.5V,53V,58V满负载输出的运行波形. 图4-6输入电压在38.5V，半载时的波形.第一组波形为开关管的驱动信号，第二组为开关管的漏源极之间的电压波形，第三组

34、是原边的谐振电流波形，第四组是输出整流管两端电压波形. 1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 50V/div3:諧振電流Ir,20A/div 4:整流管兩端壓，40V/div 图4-3 LLC-SRC在Vin=38.5v,Vo=26v,Io=6.5A(满载) 1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 50V/div3:諧振電流Ir,20A/div 4:整流管兩端壓，40V/div圖4-4 LLC-SRC在Vin=53v,Vo=26v,Io=6.5A(滿載)1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 50V/div3:諧振電流Ir,20A/

35、div 4:整流管兩端壓，40V/div圖4-5 LLC-SRC在Vin=60v,Vo=26v,Io=6.5A(滿載) 1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 50V/div3:諧振電流Ir,20A/div 4:整流管兩端壓，40V/div圖4-6 LLC-SRC在Vin=38.5v,Vo=26v,Io=3.8A(半載)由于设计时人为地把谐振频率点变大的缘故，使LLC-SRC在图4-4 Vin=53v,Vo=26v,Io=6.5A(满载)状态时，其谐振电流出现台阶（Ls,Cs,Lm谐振的结果），实现了整流管的零电流关断.从图可看出，整流管的电压在其动作时无尖峰，从而二极管的

36、电压等级可选低一些.原边开关管的零电压的条件，在其励磁电流的作用下也得以实现.4.1.3实测效率 图4-7 显示变换器在不同的输入电压，不同输出负载的条件的效率曲线.由于开关管始终运行在零电压的条件下，开关损耗就很小.如果整流管在零电流的条件下运行，那变换器整体损耗绝大部分都来自损耗导通损耗.因此，通常越高的输入电压，（由于原变的电流会减小，此时导通损耗小）其效率就会越高.LLC-SRC在不同的输入电压下可通过调整变压器的变比，实现变换器的优化设计.4.2实际设计案例24.2.1参数的设定以输入电压为48v,三路输出：+5.3v/3.5A、-5.3v/0.3A、+12v/0.5A为了利于计算,

37、把三路折算为一路Uo=5.3v： Io=(5.3*3.5+5.3*0.3+12*0.5)/5.3A=5A即等效为：以输入电压为48v，输出为5.3V/5A的电路主要参数：Vin=38v58.5vVin-nor=53vVo=6v,考虑整流二极管的压降0.7V，故取6VIo=5Afo=120khzfmin=80khz变压器的匝比n 据 n=Vin-nor/(2Vo-nor) 其中Vin-nor=53v, Vo-nor=6v 故n=53/(2*6)4.5谐振电容Cs据 Cs=Io/(4nfmin(Vc_max-nVo_nor) 电容上的最大电压取40v,所以，只要取耐压为60v等级的电容由于，Vc_

38、max=40v, fmin=80k, Io=5A,n=4.5, Vo_nor=6v因此，Cs=0.26uF谐振电感Ls据 fs=1/(2(CsLs)1/2其中， fo=120khz，Cs=0.26Uf因此，Ls=6.7uH变压器的励磁电感Lm据 Vin_min/(2nVo_max)=1+(2Ls/4Lm)*(1-fo/fmin)其中，fo=120khz，fmin=80khz，Vin_min=38v, Vo_max=28v,Ls=6.7uH所以，Lm=30uHLLC谐振变换的所有的参数都已确定：n=4.5, Cs=0.26uF, Ls=6.7uH, Lm=30uH最高频率fmax据 Vin_ma

39、x/(2nVo_min)=1+(2Ls/4Lm)*(1-fs/f)其中，fo=120khz，Vin_max=58.5v, Vo_min=6v, Ls=6.7uH，Lm=30uH因此，fmax=154khz选择半导体器件:从 Ip,RMS=(Io/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4，其中 fo=120khz，Io=5A,n=4.5, Vo=6v，Lm=30uH所以，Ip,RMS=1.2A 开关管的电压压力是58V,故用两片100V/37AMOSFET（IRF3710，R=25mohm）.1） 对+5.3v输出整流管的电压压力为11V,平均电流为3.5A,因此，选择25V/20A

40、 STPS20L25(Vf=0.5v)为其整流管.2） 对-5.3v输出由于输出接LM7905 稳压管，因此，变压器需输出电压（加匝数来实现）在8V电压.整流管的电压压力为16V,平均电流为0.3A,因此，也选择25V/20A25V/20A STPS20L25(Vf=0.5v)为其整流管.3） 对+12v输出整流管的电压压力为24V,平均电流为0.5A,因此，选择45V/20A B2045(Vf=0.6v)为其整流管（如果要求该路的电压精度较高，可加稳压管来调整）.总结：为了使低于额定负载如半载左右（这时工作效率大于f设定的频率）的情况下，变换器也具有ZCS，可以把计算出的Cs值减小一点（相对

41、而言就是使fs变大）实际取0.22uF.通过实际试验又对励磁电感Lm的值进行了修正，为了减小励磁电流Im(在确保实现开关管ZVS的条件，即可通过Vgs,Vds的波形观察在接近轻载时是否实现零电压开通)进而降低变压器的空载损耗，提高变换器的效率，故把Lm加大为38uH.最大频率fmax可适当的大一些，以来调节在Vin-max，输出轻载时的Vo值. 变换器主电路的最终参数： 低频限制：80kHz 高频:170kHz S1&S2 :IRF3710(100V,25mohm) D1: STPS20L25（25V/20A） D2: B2045（45V/20A） D3: STPS20L25（25V/

42、20A） 谐振电容Cs: 0.22Uf 谐振电感Ls: 6.7uH ,其中变压器自身的漏感Lst=0.5uH,外加电感Ls=6.2uH 励磁电感Lm : 38uH 变压器变比n: 4.5:1 变压器磁心：EER28 TP4 原边线圈： 14T,0.4*2 2UEWR並繞 付边线圈1：(+5.3V/3.5A):3T,0.1*100 USTC 3T,0.1*100 USTC並繞 付边线圈2:(+12V/0.5A):6T,0.4 2UEWR 6T,0.4 2UEWR 付边线圈3:(- 5.3V /0.3A):4T,0.4 2UEWR 磁心的气隙： 0.44mm调整使Lm=38uH 主架构类同与案例1

43、，具体电路可参考附录图纸2.4.2.2 实测波形 图4-8，图4-9，图4-10分别显示输入电压在38.5V,53V,58V满负载输出的运行波形.第一组波形为开关管的驱动信号，第二组为开关管的漏源极之间的电压波形，第三组是原边的谐振电流波形，第四组是输出整流管两端电压波形.1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 100V/div3:諧振電流Ir,0.5A/div 4:整流管兩端壓，25V/div圖4-8 LLC-SRC在Vin=53v,Vo=5.3v,Io=5A(滿載)1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 100V/div3:諧振電流Ir,0.5A/d

44、iv 4:整流管兩端壓，25V/div圖4-9LLC-SRC在Vin=40v,Vo=5.3v,Io=5A(滿載)1:開關管的Vgs,25V/div 2: 開關管的Vds, 100V/div3:諧振電流Ir,0.5A/div 4:整流管兩端壓，25V/div圖4-10LLC-SRCVin=60v,Vo=5.3v,Io=5A(滿載) 图4-9输入电压在53V，满载时的波形.第一组波形为开关管的驱动信号，第二组为开关管的漏源极之间的电压波形，第三组是原边的谐振电流波形，第四组是输出+5.3v整流管两端电压波形.从其谐振电流的波形知，工作频率接近Cs,Ls的谐振频率fs, 谐振电流呈现为正弦波，此时效

45、率得到最佳值. 图4-9输入电压在40V，满载时的波形，此时工作频率低于设定的谐振频率，谐振电流的波形出现明显的平台，其输出整流关实现零电流关断的条件. 图4-10输入电压在60V，满载时的波形，此时工作频率高于设定的谐振频率，谐振电流的波形已呈现为三角波，输出整流关失去零电流关断的条件.4.2.3案例二的输出及其效率电压等级Vin(V)Iin(V)FokHz输出部分V+5.3(V)I+5.3V(A)V+12V(V)I+12V(A)V-5.3V(V)I-5.3V(A)53V53.10.5861175.373.48711.960.5235.530.30060.85653.20.4001255.3

46、82.04611.370.5235.450.30060.87353.20.1981305.371.08511.310.1335.430.30060.86840V40.30.710845.373.48712.500.2895.530.30060.84240.30.457885.372.00011.620.2975.480.30040.86040.30.306925.371.04011.160.2975.450.30050.84960V60.20.4261545.383.48712.310.1335.500.30060.8760.20.3121555.412.00012.000.2985.450.30060.87860.20.2131565.391.02511.970.2985.420.30060.871图4-10 输出记录及效率 注：对于多路输出的变换器来说，由于反馈回路只有一路，这样其它路输出的电压的稳定程度会受到负载变化的影响，如波动超出允许范围，一般就要加调整管（稳压管）.本例子中的-5.3v/0.3A就是加了7905来实现其精度；+12v/0.5A的输出未加调整管，当在主电路负载变化时就出现其电压波动范围过大，实验时可以在其输出绕组加一匝线圈（提高其输出电压值），再加7812来调整即可满足要求.通过实验发现：由于LLC-SRC的串联谐振型