SPWM及SVPWM的研究与DSP实现

1、SPWM及SVPWM的研究与DSP实现潘高超（南通大学电气工程学院，江苏 南通）摘要：基于异步电机矢量控制的变频调速系统因具有直流电机无可比拟的调速精度、调速范围和更快的响应速度，目前已成为国内外专家热学者们研究的热点。本文会对异步电动机变频调速系统进行研究与探讨，并在全面理解SPWM与SVPWM控制原理的基础上，提出以TMS320F2812 DSP为核心的系统软、硬件设计方案，并分别结合SPWM和SVPWM技术实现开环VVVF调速系统。关键词：异步电机，变频调速，SPWM，SVPWM，DSP实现，开环VVVF调速中图分类号 TM464 中图分类号 A1 引言脉冲宽度调制技术(Pulse Wi

2、dth ModulationPWM)是变频调速控制的核心技术之一，是实现所有控制算法和目标运算的重要途径。PWM技术的基本思想是：通过控制逆变电路中电力电子器件的开通或者关断，输出电压为幅值相等、宽度按照一定规律变化的脉冲序列，用这种高频脉冲序列代替期望的输出电压。这是利用微处理器的数字信号对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术。SPWM就是在PWM的基础上改变调制脉冲方式，使得脉冲宽度时间占空比按正弦规律排列，其输出波形经过适当的滤波可以做到正弦波输出。它是一种比较成熟且使用比较广泛的PWM波控制方法。该方法的实现有以下几种方案：（1）等面积法用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波

3、，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点。（2）硬件调制法硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。该方法实现简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用

4、比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波。但是，模拟电路的结构复杂，因而难以实现精确的控制。（3）软件生成法由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，软件生成法也就应运而生。软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法，其有两种基本算法：即自然采样法和规则采样法.（4）低次谐波消去法低次谐波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次谐波为目的的方法。其原理是对输出电压波形按傅立叶级数展开，表示为，首先确定基波分量的值，再令两个不同的，就可以建立三个方程，联立求解得，及，这样就可以消去两个频率的谐波。该方法虽然可以很好地消除所指定的低次谐波

5、，但是，剩余未消去的较低次谐波的幅值可能会相当大，而且同样存在计算复杂的缺点。该方法同样只适用于同步调制方式中。（5）梯形波与三角波比较法前面所介绍的各种方法主要是以输出波形尽量接近正弦波为目的，从而忽视了直流电压的利用率，如SPWM法，其直流电压利用率仅为86.6%。因此，为了提高直流电压利用率，提出了一种新的方法-梯形波与三角波比较法。该方法是采用梯形波作为调制信号，三角波为载波，且使两波幅值相等，以两波的交点时刻控制开关器件的通断实现PWM控制。由于当梯形波幅值和三角波幅值相等时，其所含的基波分量幅值已超过了三角波幅值，从而可以有效地提高直流电压利用率。但由于梯形波本身含有低次谐波。所以

6、输出波形中含有5次，7次等低次谐波。而就空间电压矢量SVPWM来说，它的产生原理与PWM没有任何关联，它是把交流异步电动机和逆变电路当作一个整体，以产生逼近电动机的气隙圆形旋转磁场为目的从而控制各个逆变器的通断状态，最后通过交替使用不同的电压空间矢量来合成圆形旋转磁场来实现的。SVPWM法能够有效改善电机在低速运行时定子电阻，使得电机在噪声和脉动方面得到明显改善，同时采用SVPWM输出电压比SPWM 时提高15%，有效的减小了谐波电流。总之，SVPWM法通过将逆变电路和交流异步电机当作一个整体来控制，系统模型更加简单，更有利于实现DSP处理器对电机的实时控制。2 原理性论述2.1异步电机恒压频

7、比、变频调速原理2.1.1恒压频比基本原理由异步电动机的工作原理可知，电机转速n满足：其中f为定子电源频率，p为电机定子极对数，s为电机转差率。从上式中可以得到，通过改变定子绕组交流供电电源频率，即可实现异步电机速度的改变。但是，在对异步电机调速时，通常需要保持电机中每极磁通保持恒定，因为如果磁通太弱，铁心的利用率不充分，在同样的转子电流下，电磁转矩小，电动机的带负载能力下降；如果磁通过大，可能造成电动机的磁路过饱和，从而导致励磁电流过大，电动机的功率因数降低，铁心损耗剧增，严重时会因发热时间过长而损坏电机。如果忽略电机定子绕组压降的影响，三相异步电动机定子绕组产生的感应电动势有效值E与电源电

8、压U可认为近似相等，为：其中E为气隙磁通在定子每相绕组中感应电动势的有效值，f为定子电压频率，N为定子每相绕组匝数，为基波绕组系数，m为每极气隙磁通量。由上式可知，在基频电压以下改变定子电源频率f进行调速时，若要保持气隙磁通m恒定不变，只需相应的改变电源电压U即可。我们称这种保持电动机每极磁通为额定值的控制策略为恒压频比（U/f）控制。在恒压频比控制方式中，当电源频率比较低时，定子绕组压降所占的比重增大，不能忽略不计。为了改善电机低频时的控制性能，可以适当提高低频时的电源电压，以补偿定子绕组压降的影响。我们称此时的控制方式为带低频补偿的恒压频比控制。以上两种控制特性简单示意图如图1所示。图1

9、恒压频比控制特性需要指出的是，恒压频比控制的优点是系统结构简单，缺点是系统的静态、动态性能都不高，应用范围有限。2.1.2变频调速基本原理在交流异步电动机的诸多调速方法中，变频调速的性能最好，其特点是调速范围广、平滑性好、运行效率高，已成为异步电动机调速系统的主流调速方式。异步电动机变频调速系统由不可控整流桥、滤波电路、三相逆变桥、DSP2812数字控制系统以及其它保护、检测电路组成。三相交流电源由二极管整流桥整流，所得电流经滤波电路进行滤波后，输出直流电压；再由高频开关器件组成的逆变桥，将直流电逆变后输出三相交流电作为电机供电电源，其中通过对开关器件通断状态的控制，实现对电机运行状态的控制。

10、在PWM控制方式中，定义载波比为（为载波频率，为调制波频率）。根据在调制过程中载波比是否变化可以将PWM分为同步调制、异步调制以及混合调制。同步调制：若在变频调速过程中，载波频率与调制波频率成正比的变化，即保持不变，每周期所生成的脉冲数目不变，则称为同步调制。同步调制的优点是能保证逆变器输出波形的正、负半波始终保持对称，并能保证三相波形互差1200的对应关系。但是，由于保持不变，低频时相邻两脉冲间距增大，谐波显著增加，导致电动机低频时谐波损耗增加，转矩脉动加剧。异步调制：异步调制方式中，调制波频率改变的同时载波频率保持不变，因此载波比不断变化。低频时载波比相对较大，相应的减小了谐波分量，减轻了

11、电动机的转矩脉动。异步调制在改善低频特性的同时，由于值连续变化，势必使逆变器输出电压的波形和相位都发生变化，很难保持三相输出间的对称关系和正、负波形的对称，因而引起电动机工作的不平稳。混合调制（分段同步调制）：为了克服上述同步调制和异步调制的缺点，发扬两者的优点，可以采用混合调制的方式。在低频段采用异步调制，在中高频段采用同步调制的方式。2.2 SPWM控制基本原理在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积，而这里所说的效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同，即当它们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应

12、基本相同。如果把各输出波形用傅立叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。上述原理可以称之为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。图2 正弦半波及其等效PWM波形把图2（a）的正弦半波分成N等份，就可以把正弦半波看成是由N个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于1/N，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积（冲量）相等，就得到图2（b）所示的脉冲序列，这就是PWM波形。根据面积等效原理，PW

13、M波形和正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称SPWM波形。要改变等效输出的正弦波的幅值时，只要按照同一比例系数改变上述各脉冲的宽度即可。2.3 SVPWM控制基本原理当用三相平衡的正弦电压向交流电动机供电时，电动机的定子磁链空间矢量幅值恒定，并以恒速旋转，磁链矢量的运动轨迹形成圆形的空间旋转矢量（磁链圆）。SVPWM就是着眼于使形成的磁链轨迹跟踪由理想三相平衡正弦波电压源供电时所形成的基准磁链圆，使逆变电路能向交流电动机提供可变频电源，实现交流电动机的变频调速。现在以实验系统中用的电压源型逆变器为

14、例说明SVPWM的工作原理。三相逆变器由直流电源和6个开关元件( MOSFET)组成。图3是电压源型逆变器的示意图。对于每个桥臂而言，它的上下开关元件不能同时打开，否则会因短路而烧毁元器件。其中A、B、C代表3个桥臂的开关状态，当上桥臂开关元件为开而下桥臂开关元件为关时定义其状态为1,当下桥臂开关元件为开而上桥臂开关元件为关时定义其状态为0。这样A、B、C有000、001、010、011、100、101、110、111共8种状态。逆变器每种开关状态对应不同的电压矢量，根据相位角不同分别命名为U0（000）、U1（100）、U2（110）、U3（010）、U4（011）、U5（001）、U6（1

15、01）、U7（111）如图4所示。图3 电压源型逆变器示意图图4 基本电压空间矢量其中U0（000）和U7（111）称为零矢量，位于坐标的原点，其他的称为非零矢量，它们幅值相等，相邻的矢量之间相隔60°。如果按照一定顺序选择这六个非零矢量的电压空间矢量进行输出，会形成正六边形的定子磁链，距离要求的圆形磁链还有很大差距，只有选择更多的非零矢量才会使磁链更接近圆形。SVPWM的关键在于用8个基本电压空间矢量的不同时间组合来逼近所给定的参考空间电压矢量。在图5中对于给定的输出电压U，用它所在扇区的一对相邻基本电压和来等效。此外当逆变器单独输出零矢量时，电动机的定子磁链矢量是不动的。根据这个

16、特点，可以在载波周期内插入零矢量，调整角频率，从而达到变频目的。根据正弦定理可以得到：又有得到式中为载波周期；的幅值可以由曲线确定；和的幅值相同且恒为直流母线电压；可以由输出正弦电压角频率和的乘积确定。因此，当已知两相邻的基本电压空间矢量和后，就可以根据上式确定、。图5 电压空间的线性组合3 DSP实现3.1 TMS320F2812芯片简介TMS320F2812 DSP是美国TI公司推出的一款适用于电气传动控制系统的高速、多功能、高性价比的32定点位DSP芯片,它可在一个周期之内进行双16×16乘加和32×32乘加操作，因此可以兼顾控制和快速运算的功能；同时DSP芯片内还集

17、成了多种外设,最高可在150MHz的主频工作。TMS320F2812 DSP芯片中包含有2个事件管理器（EV）模块EVA和EVB，EV的强大的控制功能使得它广泛应用于电机控制和运动控制等领域。每个EV模块包括通用定时器(GP)、比较单元、PWM电路、捕获单元以及正交编码脉冲电路（QEP），EVA和EVB具有相同的外设，可实现多轴的运动控制。（1）通用定时器：每个EV有2个通用定时器。EVA的定时器包括GP1和GP2，EVB的定时器包括GP3和GP4。每个通用定时器都可以独立提供一路PWM输出通道，因此通过事件管理器可以提供4路PWM波形输出。当用通用定时器产生PWM波形输出时，可以采用连续增或

18、增/减模式计数。当采用连续增计数模式时，可以产生边沿触发或非对称的PWM波形；当采用连续增/减计数模式时，可以产生对称的PWM波形。通用定时器还可以为EV提供基准时钟，其中GP1为PWM电路和比较器提供基准时钟，GP2为正交脉冲计数操作和捕获单元提供基准时钟。在程序运行过程中，用户可以通过软件控制PWM波形的占空比，并实时刷新比较寄存器的值，这样就可以根据不同需求来更改PWM波的周期和宽度。 （2）比较单元：EVA模块中包含有3对（1，2，3）全比较单元，EVB模块中包含有3对（4，5，6）全比较单元，每个比较单元都包含有两个相关的具有可编程死区和输出极性的PWM输出。比较单元的基准时钟基本上

19、是由定时器1（EVA）和定时器3（EVB）产生。通过定时器计数器的值不断与比较寄存器中的值进行比较，当比较过程被使能时，则匹配的对应比较中断标志被置位，若中断未被屏蔽则外围中断请求发生。比较单元操作的寄存器设置顺序如下：EVAEVB设置TIPR设置T3PR设置ACTRA设置ACTRB初始化CMPRx初始化CMPRx设置COMCONA设置COMCONB设置T1CON设置T3CON（3）PWM电路：每个EV同时可以提供8路的PWM波形输出，包括3对可编程死区的PWM输出和通用定时器产生的2路PWM输出。PWM电路具有可编程的死区，既可以根据要求改变PWM输出频率，也可以改变每个PWM周期的脉冲宽度

20、。PWM电路可以产生可编程对称或不对称的8个空间矢量的PWM波。同时，外部还设有可屏蔽的功率和驱动保护中断，PDPINTx引脚可以直接屏蔽PWM波的输出。28x系列DSP芯片集成的PWM输出电路，能够有效地减少CPU在电机控制和运动控制中的运算量和用户工作量。通过对以下寄存器设置可实现用PWM电路来产生PWM波形输出：EVAEVB设置TICON设置T3CON设置COMCONA设置COMCONB设置ACTRA设置ACTRB设置DBTCONA设置DBTCONB(4)捕获单元：捕获单元可以捕捉到外部引脚的跳变，当外部引脚出现跳变时，捕获单元就会触发。EV一共包含有6个捕获单元，EVA包含捕获单元1、

21、2和3，EVB包含捕获单元4、5和6，每个捕获单元都有对应于捕获相应的输入引脚。当使能捕获单元后，在捕获到外部引脚的跳变后捕获单元的通用定时器的计数值将被装入到一个专用的FIFO堆栈中。若此时FIFO堆栈已经存在有捕获值，将会对相应的中断标志位进行置位，当中断标志位没有屏蔽时，系统将发出一个外设中断请求。FIFO堆栈在每次捕获到新值时，FIFO的状态寄存器 CAPFIFOx的相应位就会进行调整，实时显示FIFO堆栈状态。从捕获单元的引脚跳变到定时器计数值被锁存需要2个CPU的时钟周期，捕获单元在复位后所有寄存器都将清零。 (5)正交编码脉冲电路(QEP)：每个EV都有一个正交编码脉冲电路(QE

22、P)，当QEP被使能后，就可以对CAP1/QEP1和CAP2/QEP2(EVA)或CAP4/QEP3和CAP5/QEP4引脚上的正交脉冲解码和计数。QEP是两个频率可变且固定1/4周期相位差(即90°)的脉冲序列。当与电动机同轴的光电编码器产生正交脉冲序列时，通过检测两路脉冲序列的先后次序就可以判断电动机的状态为正转还是反转，为了的到电动机的转动速度和位置只需要对检测到的脉冲序列进行计数统计就可获得获得。若系统使能了QEP电路，则CAP1/CAP2和CAP4/CAP5对外部引脚的捕获功能将被禁止。3.2 DSP实现SPWM调速SPWM系统结构分为主程序和PWM下溢中断服务程序，其中，

23、主程序负责QEP信号-转速的转换、USB控制指令的输入、载波频率的更新三部分功能。定时器1下溢中断服务程序：周期寄存器T1PR根据调制方式的不同载入不同值，事件管理器EVA根据周期寄存器的值采用下溢中断方式触发中断服务程序。CPU&PIE中断号1,6，优先级30。（1）主程序：QEP信号-转速转换：实验中采用的光电编码器旋转一圈产生8192个脉冲。采样间隔0.01秒。通过下式：得到转子每分钟旋转转数。USB控制指令表：0x8002012340x80021给定载波比低频补偿方式选择标志位电机运行控制U相电流校正0x80022给定转速电机停止控制V相电流校正根据载波比、调制波频率可以求得所

24、需的载波频率与周期，进而确定周期寄存器的给定值：在程序设计中，考虑到数据传输过程中数据变化的复杂性，设计调制方式转换与周期寄存器T1PR更新方案如下：若选择同步调制，上位机设定的载波比和频率给定值直接传至下位机更新0x80021、0x80022；若选择异步调制，上位机首先根据设定的载波频率和频率给定值计算出载波比载波比和频率给定值传至下位机更新0x80021、0x80022。故再将无论选择怎样的调制方式，由上位机传至DSP中的数据只有载波比N，转速给定值fr。再由载波频率重新计算出载波频率。根据T1PR的值与fc的关系：实时更新周期寄存器的值。（2）EVA下溢中断服务子程序：中断服务子程序结构

25、框图如图6所示，它主要由以下四个部分构成：图6 SPWM波中断服务程序框图低频补偿模块在实验中设计了三条补偿曲线来说明低频补偿程度对系统性能的影响，如图7所示。图7 低频补偿示意图将图示内容反映到数字系统中生成下表。*0x800111Hz5Hz10Hz30Hz50Hz55Hz0140700140042007000700011315131519244473700070002249524952495474770007000工作模式选择模块这个模块根据上位机中所选择工作模式的不同（同步、异步、混合调制）确定不同的载波周期。SPWM脉冲宽度计算模块脉冲宽度的计算值。根据公式，此模块需要输入三角波载波周

26、期，载波比，调制比（设计的数字控制体统中对应低频补偿模块输出Eg）。将输入、带入到脉冲宽度的计算公式中得到三相脉宽值，再将这三相脉宽值输入到PWM生成模块中。PWM生成模块通过此模块可以设定DSP2812中PWM模块的工作方式包括载波的形状、死区的大小、PWM中断的方式等内容。3.3 DSP实现SVPWM调速与SPWM系统结构相似SVPWM变频调速系统同样分为主程序和PWM下溢中断服务子程序。主程序与SPWM的基础服务程序相同。下溢中断服务子程序如图8所示分a、b两部分进行介绍。a为主程序结构框图，b部分是a中模块3的内部结构图。8(a)主要由三部分组成：低频补偿模块在实验中设计了三条补偿曲线

27、来说明低频补偿程度对系统性能的影响，具体的补偿情况如下表所示*0x800111Hz5Hz10Hz20Hz30Hz50Hz55Hz00.050.10.20.40.591110.20.20.20.40.591120.350.350.350.350.6511工作模式选择模块（a）（b）图8 EVA下溢中断服务程序框图这个模块根据上位机中所选择工作模式的不同（同步、异步、混合调制）确定不同的载波周期。SVPWM脉冲宽度计算模块与方波生成模块此模块的内部结构如图8（b）所示分为6部分：计算给定输出电压在坐标系上的分量和根据和确定所在的扇区根据和确定、取值定义其中，V代表母线直流电压再根据下表确定不同扇区

28、内的、值扇区N315462-ZZX-X-YYXY-YZ-Z-X根据所在扇区确定、的插入顺序，采用七段式的插入法。零矢量（000）矢量A矢量B零矢量（111）矢量B矢量A零矢量（000）矢量选择的原则就是使每一次的矢量切换只涉及一个开关。扇区N315462W1T1T2T3T3T2T1W2T2T1T1T2T3T3W3T3T3T2T1T1T2PWM波生成模块通过此模块可以设定DSP2812中PWM模块的工作方式包括载波的形状、死区的大小、PWM中断的方式等内容4 系统软件流程图10 主程序流程图主程序软件流程图如图9所示。图10下溢中断子程序流程图下溢中断子程序如图10所示。5 开环VVVF调速系统

29、仿真实验5.1 采用SPWM的开环VVVF调速系统实验其仿真模型如图11所示。按照图12连接线路图进行连接，运行上位机调速系统软件，若状态指示灯为绿色，打开“感应电动机开环VVVF调速实验”。此时弹出面板为开环变频调速实验面板（四个虚拟示波器从左到右，从上到下依次显示的是三相调制波、实际转速、线电流、模拟定子磁通轨迹）。如图13所示。图11 SPWM仿真模型图12 实验接线图图13 程序加载前面板接通电源，缓慢旋转调压器使变频器供电电压为220V，使电机在默认设定参数下运行起来。观测调制方式改变对系统性能的影响。（1）选择异步调制方式，在不同的速度下，观测载波比变化对定子磁通轨迹的影响；在“载

30、波频率”输入框中输入载波频率，在“频率设置”调节条中设置预设值（1-50Hz的整数），从上位机中观测定子磁通曲线。实验结果如图14、15、16、17所示。图14 给定频率为11Hz图15 给定频率为25Hz图16 给定频率为30Hz图17 给定频率为45Hz上位机界面中保持“频率设置”值不变，更改“载波频率”的值（注意载波频率的变化范围），重新观测新的载波比下的定子磁通轨迹。通过对比前后磁通轨迹曲线，研究载波比变化对定子磁通轨迹的影响。选定给定频率为31Hz，实验结果如图18、19、20、21所示。图18 载波频率为1500Hz图19 载波频率为2000Hz图20 载波频率为2500Hz图21

31、 载波频率为3500Hz在不同的“频率设置”下重复进行上述实验。选定给定频率为20Hz和490Hz，实验结果如图22、23、24、25、26、27、28所示。图22 载波频率为1500Hz(给定频率为20Hz)图23 载波频率为2500Hz(给定频率为20Hz)图24 载波频率为3000Hz(给定频率为20Hz)图25 载波频率为3500Hz(给定频率为20Hz)图26 载波频率为1500Hz(给定频率为40Hz)图27 载波频率为2500Hz(给定频率为40Hz)图28 载波频率为3000Hz(给定频率为40Hz)（2）在同步调制时，在不同的速度下，观测载波比变化对定子磁通轨迹的影响；点击上

32、位机中“电机运行”按钮切换到“电机停止”状态，使电机停止运行。在“调制方式选择”面板中选择“同步调制方式”，设定载波比和电源频率。完成后上述给定后再切换回“电机运行”状态，使电机按照给定状态运行。选定不同的“频率设置”改变不同频率下的载波比，观察其对定子磁通轨迹和转速的影响（注意载波频率的变化范围）。在给定频率较低，并且载波比给定较小的情况下，电机会出现停转。实验结果如图29、30、31、32所示。在载波比设置为30时电机堵转。图29 载波比为30（频率设置为30Hz）图30 载波比为50（频率设置为30Hz）图31 载波比为60（频率设置为30Hz）图32 载波比为100（频率设置为30Hz

33、）（3）当分段同步调制时，在不同的速度下，观测载波比变化对定子磁通轨迹的影响；按照（2）中步骤修改调制方式为“分段同步调制”。此时系统设定为1Hzf25Hz，为低频状态，该频率段系统将以异步方式运行；当f >25Hz时，系统以同步方式运行。观测并记录启动时电机定子电流和电机速度波形与。在上位机界面中设定一种电机运行状态（以异步方式启动，同步方式在小载波比的条件下可能不能正常启动）。使用“电机运行”按钮是电机停止旋转，使用“数据保存”按钮启动数据保存。然后点击“电机停止”使电机快速启动，观察并记录启动时电机定子电路和转速的变化过程。保存数据界面如图33所示。图33 保存数据界面观测并记录突

34、加与突减负载时的电机定子电流和电机速度波形与。当变频器供电至电机运行至稳定状态，使用前面板中“数据保存”功能，快速增加（减小）负载用发电机的负载，观测并记录该过程中转速及定子电流的波形。转速由870r/min突加负载变为679r/min定子电流情况如图34、35所示。图34 转速为870r/min图35 转速为679r/min观测低频补偿程度改变对系统性能的影响。（1）从“低频补偿方式”中选择不同的补偿曲线，（“无补偿”即无低频补偿；补偿方式一指以电源频率为低频段，此时补偿电压为21.5V；补偿方式二指以电源频率为1-10Hz时为低频段，此时补偿电压为43V）。实验结果如图36、37、38所示

35、。图36 无补偿方式图37 补偿方式一图38 补偿方式二（2）设定低频频率，观察不同的低频补偿方式下，电机启动过程的区别。选定低频频率为20Hz，实验结果如图39、40、41所示。图39无补偿方式启动过程（低频频率20Hz）图40 补偿方式一启动过程（低频频率20Hz）图41 补偿方式二启动过程（低频频率20Hz）测取系统稳态机械特性。设定频率给定值为3000Hz，选取异步调制方式，调节负载用发电机M03的功率输出，当电机达到稳态时记录转速值。实验结果如图42、43、44、45所示。图42 转速877r/min，转矩0.03N.m图43 转速767r/min，转矩0.25N.m图44 转速57

36、4r/min，转矩0.33N.m图45 转速210r/min，转矩0.29N.m5.2 采用SVPWM的开环VVVF调速系统实验其仿真模型如图46所示。图46 SVPWM仿真模型同样按照图12连接线路图进行连接，运行上位机调速系统软件，若状态指示灯为绿色，打开“感应电动机开环VVVF调速实验”。此时弹出面板为开环变频调速实验面板（四个虚拟示波器从左到右，从上到下依次显示的是三相调制波、实际转速、线电流、模拟定子磁通轨迹）。如图13所示。接通电源，缓慢旋转调压器使变频器供电电压为220V，使电机在默认设定参数下运行起来。观测调制方式改变对系统性能的影响（1）选择异步调制方式，在不同的速度下，观测

37、载波比变化对定子磁通轨迹的影响；在“载波频率”输入框中输入载波频率，在“频率设置”调节条中设置预设值（1-50Hz的整数），从上位机中观测定子磁通曲线。实验结果如图47、48、49、50、51所示图47给定频率为10Hz图48 给定频率为20Hz图49 给定频率为30Hz图50 给定频率为45Hz上位机界面中保持“频率设置”值不变，更改“载波频率”的值（注意载波频率的变化范围），重新观测新的载波比下的定子磁通轨迹。通过对比前后磁通轨迹曲线，研究载波比变化对定子磁通轨迹的影响。选定给定频率为30Hz，实验结果如图51、52、53、54所示。图51 载波频率为1500Hz图52 载波频率为2000

38、Hz图53 载波频率为3000Hz图54 载波频率为3500Hz在不同的“频率设置”下重复进行上述实验。选定给定频率为20Hz，实验结果如图55、56、57、58所示。图55 载波频率为1500Hz(给定频率为20Hz)图56 载波频率为2000Hz(给定频率为20Hz)图57 载波频率为3000Hz(给定频率为20Hz)图58 载波频率为3500Hz(给定频率为20Hz)（2）在同步调制时，在不同的速度下，观测载波比变化对定子磁通轨迹的影响；点击上位机中“电机运行”按钮切换到“电机停止”状态，使电机停止运行。在“调制方式选择”面板中选择“同步调制方式”，设定载波比和电源频率。完成后上述给定后

39、再切换回“电机运行”状态，使电机按照给定状态运行。选定不同的“频率设置”改变不同频率下的载波比，观察其对定子磁通轨迹和转速的影响（注意载波频率的变化范围）。在给定频率较低，并且载波比给定较小的情况下，电机会出现停转。实验结果如图60、61、62、63所示。图60 载波比为30（频率设置为30Hz）图61 载波比为50（频率设置为30Hz）图62 载波比为80（频率设置为30Hz）图63 载波比为100（频率设置为30Hz）（3）当分段同步调制时，在不同的速度下，观测载波比变化对定子磁通轨迹的影响；按照（2）中步骤修改调制方式为“分段同步调制”。此时系统设定为1Hzf25Hz，为低频状态，该频率

40、段系统将以异步方式运行；当f >25Hz时，系统以同步方式运行。观测并记录启动时电机定子电流和电机速度波形与。在上位机界面中设定一种电机运行状态（以异步方式启动，同步方式在小载波比的条件下可能不能正常启动）。使用“电机运行”按钮是电机停止旋转，使用“数据保存”按钮启动数据保存。然后点击“电机停止”使电机快速启动，观察并记录启动时电机定子电路和转速的变化过程。当电机完成启动后，点击“停止保存”，停止数据的保存。观测并记录突加与突减负载时的电机定子电流和电机速度波形与。当变频器供电至电机运行至稳定状态，使用前面板中“数据保存”功能，快速增加（减小）负载用发电机的负载，观测并记录该过程中转速及

41、定子电流的波形。转速由742r/min突加负载变为503r/min定子电流情况如图64、65所示。图64 转速为742r/min图65 转速为503r/min观测低频补偿程度改变对系统性能的影响。（1）从“低频补偿方式”中选择不同的补偿曲线，（“无补偿”即无低频补偿；补偿方式一指以电源频率为低频段，此时补偿电压为21.5V；补偿方式二指以电源频率为1-10Hz时为低频段，此时补偿电压为43V）。实验结果如图66、67、68所示。图66 无补偿方式图67 补偿方式一图68 补偿方式二（2）设定低频频率，观察不同的低频补偿方式下，电机启动过程的区别。选定低频频率为20Hz，实验结果如图69、70、

42、71所示。图69 无补偿方式启动过程（低频频率20Hz）图70 补偿方式一启动过程（低频频率20Hz）图71 补偿方式二启动过程（低频频率20Hz）测取系统稳态机械特性。设定频率给定值为3000Hz，选取异步调制方式，调节负载用发电机M03的功率输出，当电机达到稳态时记录转速值。实验结果如图72、73、74、75所示。图72 转速893r/min，转矩0.03N.m图73 转速848r/min，转矩0.41N.m图74 转速769r/min，转矩0.76N.m图75 转速470r/min，转矩0.96N.m6 小结本文分析比较了SPWM和SVPWM的基本思想、控制原理和DSP实现方式，并在Ma

43、tlab/Simulink中建立交流调速系统进行比较仿真。实验就调制方式、低频补偿程度等方面的改变来观察其对系统性能的影响。从理论分析和仿真结果中不难发现，两者既有区别又有联系，较之于SPWM，SVPWM在电机空间内能形成更接近圆形的旋转磁场。参考文献1张成，王心坚，衣鹏，孙泽昌.SVPWM与SPWM比较仿真J.机械与电子，2013（01）2陈明弟.一种SVPWM交流调速系统的设计J.商业现代化，2007（15）3刘志强，张腾飞.基于DSP控制的SVPWM交流调速系统J.上海海事大学学报，2005（04）4谭斌.基于DSP的异步电机SVPWM矢量控制系统研究与实现D.陕西：长安大学，20135韩春红.基于DSP的交流变频调速系统的研究D.黑龙江：大庆石油学院，20076邓鹏毅.交流感应电机SVPWM变频调速系统的研究D.四川：电子科技大学，20057高圣伟.SPWM变频调速系统的仿真与分析J.电气时代，2006（02）8王小红.SPWM变频调速系统建模仿真及应用J.科技创新导报，2013（12）9贾民力，张金霞，樊明，李文