充电泵电路原理

1、一种新型带充电泵单级pfc 电路的 ac/dc 变换器作者：刘学超，张波，余建生时间： 2006-10-03 来源: 摘要：提出一种新型带充电泵单级pfc 电路的 ac/dc 变换器。文章阐述了利用充电泵电路实现高功率因数校正的理论，分析了该变换器的工作原理，同时讨论了主要参数设计思路。最后给出28v/6a 实验样机测试结果，表明该变换器能实现高功率因数校正，电路简单实用，同时兼有低待机损耗和钳位电路功能，能广泛应用于数字视频电源中。关键词： 充电泵；功率因数校正； ac/dc 变换器引言随着数字视频产品的不断发展，对其供电电源的要求愈来愈高， 特别是对输入谐波抑制和抗干扰能力。为了满足 ie

2、c61000-3-2 国际标准， 引入功率因数校正 （pfc）电路成为电源设计者的当务之急。针对此标准要求，学者们先后提出了无源pfc 与有源 pfc 两种功率因数校正方案。目前pfc 电路广泛采用前级升压pfc 变换器加上后级主功率变换器的双级有源变换方案。由于受视频产品电源工作效率和性价比的限制，双级有源pfc 电路由于成本高，元件数量多，对负载变化响应速度慢，整机效率相对较低，其应用受到一定限制。为了克服这些缺陷，近年来，对于输出功率小于250w 的变换器，单级无源pfc 成为较热门的设计方案之一，主要方法是将无源功率因数校正与主功率反激变换器集成在一级变换中。 它具有在实现输出电压快速

3、调节的同时，不用增加功率开关器件数和控制电路就能提高功率因数的特点。但是以往的单级pfc 变换器可靠性不高，变压器设计较为复杂，很难满足视频供电电源的高可靠性，低成本的要求。所以需要提出更新颖的拓扑结构，简化设计，同时保证较高功率因数校正。本文尝试提出一种基于充电泵 pfc 的新型 ac/dc 反激式变换器，它在较低成本的前提下满足iec61000-3-2 class d的要求，从而能广泛应用于数字视频产品电源设计中。给出它的原理分析并提出主要参数设计思路，实验设计了一台28v/6a 变换器样机，结果表明，功率因数大于0.96 ，满载工作效率大于86% ，待机损耗小于1w。电路拓扑简单可靠，适

4、用于负载变化较大的数字视频供电电源中。工作原理如图 1 所示， vin和 iin 分别为不含 pfc 的输入电压和电流波形，因为当输入正弦电压高于整流输出滤波电容上电压时，整流二极管才会导通，所以输入电流只有在正负一小段时间内导通，这样导致电流波形畸变，产生很大谐波。为了提高输出功率因数，减小谐波，改善输入电流波形，可以引入充电泵作为无源pfc 的概念，它的作用是使输入电流波形从低电压端流向高压端，展宽输入电流波形，经过一定的设计，使之跟随输入电压波形的变化图 1 中 iin为加入充电泵后的输入电流波形。图 1 输入电压电流波形图图 2 简单充电泵电路图 2 是一个简单的充电泵电路图。假设输入

5、电压v1 小于输出电压v2；二极管 vd1 和 vd2 以及电容 c 组成一个充电泵电路。通过高频率方波脉冲v3（频率为 f3）来控制充电泵，假如方波峰值电压v3 大于（ v2v1 ），充电泵就能使电流由低电压v1 流向高电压 v2。工作机理如下：（1）当 v3 为低电平时，电压v1 通过 vd1 对电容 c 充电，电荷，假设电容 c 足够小，电容很快就被充到v1 。（2）当 v3 为高电平时，电容c 通过 vd2 放电，此时。根据电荷守恒原理那么输入电流 i1 为如果方波脉冲 v3 的占空比为 1/2 ，那么如果 v2=v3 ，同时输入电压 v1 为工频交流电通过整流桥的电压vin，因此从式

6、（ 2）可知，输入电流i1可以跟随输入电压vin 的变化，从而实现功率因数校正，并使电流可以由低压端流向高压端。图 3 是所提出的带充电泵pfc 电路的 ac/dc 变换器电路图，其拓扑结合了上述的充电泵电路和单端反励式变换器，采用支持低损耗及功率因数校正的电源管理ic tda16846。输入整流桥、电感l、充电泵电容 c 以及二极管 vd 组成了一个充电泵电路，此充电泵电路不仅具有pfc 功能而且兼有缓冲网络的功能，钳位开关管关断电压尖峰。图4 是它的一个开关周期工作波形。由于开关管开关频率远大于输入工频频率，所以在分析开关周期工作原理时，可以认为输入电压in v 近似保持恒定。下面分析该变

7、换器的稳态工作原理。图 3 带充电泵 pfc 电路的 ac/dc 变换器工作模态 1 t1t2 在 t1时刻开关管 vt 受 tda16846 的控制而导通，开关管漏源极电压vds由最大值vdsmax跳降到零， 同时通过电容 c， 使电压 vm由 vp 跳变到 -(vdsmax-vp)。在此开关模态期间，电感l、电容 c 组成基本串联谐振电路，对电容c 进行充电。初始条件为il(0) =0 ,vc(0)=vp-vdsmax所以图 4 开关周期工作波形式中由于变压器一次电感的存在，变压器一次电流ip将线性增加，向变压器传送磁场能量。因为电压vm低于大电容 cp 两端电压 vp，二极管 vd 截止

8、。通过开关管的电流 i 包括谐振电流 il加上变压器一次电流ip，vt 最大额定电流 imax可以近似为式中 lp 变压器一次电感量tonmax 开关管最大导通时间工作模态 2 t2t3在 t 2 时刻，开关管 vt 开始被关断，由于开关管寄生电容的存在，开关管两端电压将会线性上升到vdsmax，同时电压 vm也线性上升到 vp，电容 c放电。vm=vds+vc（5）在 t3 时刻 vm 等于 vp，二极管 vd 开始导通，电感电流 l i 开始改为向电容cp放电，这使电感 l 中的磁场能量转移到电容cp 中。利用这个原理，就使输入电流从较低值的输入电压vin 流向电容 cp上较高的 vp 值

9、，实现充电泵功能，将输入电流波形展宽，提高输入功率因数。工作模态 3 t3t4到达 t3 时，开关管 vt 被截止，额定电压保持在vdsmax，电容 c 两端电压为-(vdsmax-vp)。在此期间，变压器两端电压翻转，二次侧二极管vds 开始导通，变压器开始向二次侧释放能量，形成反激电路。在此释放磁能阶段，一次电流ip很快下降到零，电感电流il则逐步向 cp 放电而下降。在 t4 时刻，开关管重新被开通，变换器进入下一开关周期。参数设计该变换器的主变压器设计可以按照反励变压器设计。因为存在反向恢复效应，输入整流二极管和二极管vd 需要选择快速恢复二极管，从而减小二极管反向恢复造成的开关损耗。

10、以下将重点讨论输入电感l 和充电泵电容 c 的设计。输入电感 l由变换器工作原理讨论可知，流过输入电感l 的电流工作于 dcm 模式，根据 dcm 升压型 pfc 电感的计算公式可知式中 vinmax 输入电压峰值vp充电泵输出电压，取为400v fs开关频率，在 20 50khz 范围内变化，满载时约为50khz 所以选择 pc40 er28 作为电感的磁心，其中ae=85.4mm2，bm=0.25t所以电感线圈匝数n 在开关周期中，电感气隙lg 可以根据下式求得充电泵电容 c充电泵 c 的设计涉及两方面问题，一方面电容值的提高有利于提高功率因数；另一方面，根据公式（4 ），过高的电容值将会

11、增加流过开关管的额定电流，所以需要综合考虑。为了满足工作模态1 的谐振条件要求，在满载条件下，电容c 和电感 l 谐振参数必须满足下面的条件其中 tonmax取为 6s ，所以充电泵电容必须在4nfc 15nf 范围内，这里取 c=10nf 。实验结果及分析为了验证新型带充电泵pfc 电路的 ac/dc 变换器工作原理，在实验室完成了一台28v/6a 的实验样机，主要指标为：输入电压vin= (220 20)v ，充电泵电路升压输出电压 vp=(400 30)v ，输出电压 vo=(28 2.8)v ，输出电流为 6a ，以下为实验主要参数：控制 ic：tda16846 开关管 vt：spp1

12、1n60c3 电感 l：0.74mh 充电泵电容 c：10nf/1000v 变压器 tr：pc40 er40 变压器一次电感 lp ：350h 储能电容 cp：330f/450v 输出电容 cf ：4700f/50v 二极管 vd：mur860 由图 5 可见，电容两端电压波形包络线跟随输入电压变化，促使充电泵电路具有升压型pfc 功能。图 6 可知，电压 vm 和 vds 波形与前述工作理论分析是一致的，共有三个工作模态。同时，由于充电泵电容c 的存在，由变压器漏感引起的开关管关断尖峰很小，所以该充电泵pfc 兼有箝位电路功能，不再需要rcd 钳位电路。图 5 充电泵电容电压vc 和输入电压 in v 波形图 7 为输入电压电流在满载条件下的测试波形；图8 为各次谐波电流含量图。实测结果表明，功率因数pf 为 0.9688，thd 为 23.2% ，整机最大效率为87% 。同时，因为 tda16846 具有变频功能，在轻载时开关频率降为20khz ，这样有利提高变换器的待机