boost变换器设计报告

1、 直流稳压电源设计报告 摘要 本作品采用了boost拓扑，利用电感、场效应管和二极管完成了升压的功能，利用Tl494,和IR2110进行反馈控制。并加上前期的整流滤波电路，实现可以用从市电开始转换。本作品基本实现了题目的功能，实现了30V到36V，2A的输出。一、 方案比较论证1. 主拓扑方案的论证方案一：采用反激式变换器。反激式变换器适合小功率的输出，输入电压大范围波动时，仍可以有较稳定的输出，并且可以实现带隔离的DC/DC变换，但其中的反激式变压器设计比较复杂，且整体效率较低。方案二：采用boost变换器，boost是一种斩波升压变换器，该拓扑效率高，电路结构简单，参数设计也比较容易。方案

2、三：采用SPICE变换器，开关环路的对称性使其可以达到较高效率，电感的适当耦合也可以尽量减小纹波。但该方案成本较高，对电容电感值要求较高，检测和控制电路较为复杂。为节约成本，并从简单考虑，本作品选用方案二。2. 控制反馈方案的选择方案一：系统由Boost模块实现升压任务，各模块所需PWM信号的由单片机提供，单片机AD采集实时输出量，经运算后通过改变占空比调整模块工作状态。该方案电路最简单，各种控制灵活，缺点有单片机运算量过大，开关信号占空比受单片机限制，浮点运算的时延影响电路跟随，另外单片机容易受到功率管开关干扰而失灵。方案二：使用振荡器、比较器产生PWM波，由负反馈电路实现输出控制，单片机负

3、责状态切换和测量显示，该方案原理易于理解，但自己装调的PWM电路在开关时容易出现振铃毛刺，直接影响了系统效率，并且要完善反馈控制对回馈信号要求较高。方案三：借用现有成熟PWM控制器，该类集成电路输出波形好，工作稳定，都具备至少一个反馈控制引脚，按照厂商提供的典型电路就可装调出应用电路。但这类电路一般针对专用场合设计，借用时需要较多设计计算，特别是该类芯片的反馈有极高的控制灵敏度，在单片机参与时需要较多改动。本作品采用方案三。二、 理论分析和计算1 电路设计与分析（1） 提高效率的方法在电路的设计过程中，找到了影响系统效率的主要因素有三点：功率变换器开关器件的开关损耗；感性元件的铁损和铜损；控制

4、电路的损耗。.所以提高系统效率，我们可以从这三方面出发。1开关器件的损耗不可避免，但是可以采用低功耗的开关管和二极管。采用MOS管做为开关管，IRF540型MOS管开关损耗小，其只在导通期间由开关损耗，适合频率比较高的工作场合。采用肖特基二极管SR560做为续流二极管，耐压高，损耗小。如此选择器件可以降低开关器件的损耗，提高系统效率。2.通过理论和实践验证，电感越大，纹波电流越小，电感损耗越大。所以在满足要求的条件下减小电感，并且严格按照要求绕制电感，减小磁隙，线圈紧凑等。3.在焊接时合理安排布局，减少开关信号走线的连接，可以在布局布线上减小损耗。（2）控制回路分析1.恒压输出：在输出端的电压

5、，经电阻分压送至TL494的正端比较放大脚。负端接内部5V基准电压通过1比1分压比较，控制PWM信号，进而达到控制输出PWM波占空比，再通过IR2110驱动。经过闭环负反馈系统控制，可以使输出电压恒定。2 控制方法分析TL494是高性能固定频率电流模式控制器，电压负反馈均衡控制，每周期由斜波电流峰值关断。TL494的振荡频率由RT/CT引脚接的电阻电容决定，系统的开关频率为f=1.1/（RT*CT）=70KHz。PWM以70 KHz的频率控制开关管的导通截止，电感L储存并释放能量。PWM的占空比越大，开关管的导通时间越长，电感存储的能量越大；相反电感存储的能量越小。稳压过程有两个闭环系统来控制

6、，分别是恒压输出和过流保护。恒压输出：在输出端通过电阻分压采集比例电压信号，经电压误差比较器后平滑滤波。积分器的电容大小影响系统的调节速度，即影响指标中输出的动态响应时间。当采集的电压小于2.5V电压，使PWM调节器的输出脉宽增加，从而影响输出电压调节幅度。3.器件选择（1）整流桥的选择：隔离变压器输出的交流电压为18V，整流桥的电流最大可达56A，为了得到较好的直流量，用全桥整流，整流桥的耐压应为50V以上，正向电流大于等于8A，实际电路中采用10A/600V整流桥。 （2）滤波电容器选择：要求输出的最大电流为2A，最大电压为36V，所以输出最大功率约为72W，按照电路效率为80计算。可得整

7、个电路输入的功率约为90W。电路自身功率达18W，根据P=U2/R,可求得整流滤波电路的等效负载电阻R6欧姆，滤波电路的基波周期10mS，按一般要求，滤波电路的时间常数C×R30mS50mS，所以，滤波电容C选用4700µF/50V和1000µF/50V并联（考虑到有输入电流测试端口的存在）。（3）开关管的选择：功率MOSFET具有导通电阻低、负载电流大的优点。栅极驱动器的负载能力必须足够大，以保证在系统要求的时间内完成对栅极等效电容（CEI）的充放电。流经MOS管的电流理论平均值：ID=TOFFIO/T=IO VO / Vi5A。所以，MOSFET应选用平均电流

8、大于10A、电压大于50V的管子，实际选用IRF540N，IF=28A、VR=100V、PD=150W、RDS(ON)=0.077。 （4）升压二极管的选择：二极管要采用正向电压降低，反向恢复时间短的二极管，所以选用反向恢复时间为60us以下、反向耐压为45V以上的肖特基二极管。它是一种低功耗、超高速半导体器件，可大幅降低开关损耗并提高开关频率。实际电路中选用SR560：IF=15A、VR=45V。 （5）主储能电感器L1的制作。按公式：计算得电感量应大于等于 100H。实际采用38的高性能环形高频磁芯、用 0.8的漆包线绕28圈。三、 电路设计从220V市电开始变换，得到输出电压。采用简单的

9、boost电路实现功能。四、 测试方案与结果1. 测试仪器 滑动变阻器 ；万用表UT39A、VC9807A+、VC9802A+ ；200MHZ示波器 TDS 2022C ；直流稳压电源。2. 测试方法 电压调整率的测试方法：在输出电流为2A的条件下，调整使隔离变压器的输出在15V到21V之间取几个值然后测量相应的直流输出电压值，根据公式可求得电压调整率。 负载调整率的测试方法：在隔离变压器输出为18V、输出直流电压36V，分别测量负载电流为0和2A所对应的输出电压值。负载调整率就是输出电压的相对变化量与标准电压的比值。 DC-DC变换器效率的测试方法：在隔离变压器输出为18V, 直流输出电压为

10、36V、输出电流为2A的条件下，测得输入电压Ui和输入电流Ii的直流平均值，效率(UoIo/UiIi)100 。 3. 实际测试数据 （1）电压调整率的测试(IO=2A) 变压器输出电压（V） 15 18 21 直流稳压电路输出电压（V） 35.95 35. 97 36.02 电压调整率=0.19% (2) 负载调整率的测试(U2=18V、Uo36V) 负载电流（A） 2.02 0 输出电压（V） 35.94 36.31 负载调整率=1.0 % (3)DC-DC变换器效率的测量(U2=18V、IO=2A、UO=36V) 输入电压（V） 19.80 输入电流（A） 4.07 输出电压（V） 35.95 输出电流（A） 2.01 效率 89.7% (4