一步一步做个电流源

1、一步一步做个电流源这是中的一段讨论。可以做个开源电流源，这个很多人都需要。xynn：开源活动，几乎是有1个，或几个人，提供一整套包括PCB，元件，程序等成套服务，其他参与者多是在重复，重复，再重复地练习烙铁使用技术把套件里的原件插在孔里，焊接上就完了，最多再测下数据。这其中，购买套件者能学到多少技术成分？.拳拳到肉。看到坛子里很多人都要做电流源，本有意推个开源电流源，看了xynn的感叹，深感掌握原理的重要性。此次做个特殊的开源，不出套件，一步一步由基本原理开始，做个人人能掌握的电流源。坛友基本都接触过单片机，但由各贴而论，模拟基础不足。而数控电流源是经典竞赛题，看过很多题解，都是数字花哨，模拟

2、简陋，似乎单片机就能搞一切。 其实里面很多内容和细节非常值得注意，几乎用到低频和直流的一切知识。 因此此次基本不涉及单片机，只讨论模拟部分。本贴内容每日更新。目标：一个有基本功能的能用的20V/100mA电流源，既可固定输出，又可用单片机步进控制。-第一部分内容由下图是易于实现数控的直流电流源。 假设运放有理想输出能力，如果输出电流100mA，采样电阻Rsample的大小取值有何讲究？ (原文件名:1.jpg) 如果Rsample过大，将导致： 1. 采样功率过高，对Rsample温度稳定要求高，因而成本呈指数提高。  &#

3、160;解释：如果Rsample=1 Ohm，Vsample=1V，Psample=100mW，对于精密应用而言，电阻耗散100mW通常是难以接受的采样功率。2. RL上的电压动态范围减小，减小RL电阻上限。 但对运放和Vin调理电路的要求相应降低。 如果Rsample过小，将导致运放的种种误差显现： 1. VOS的漂移与Vin可比，造成输出电流误差。    解释：Rsample=0.1 Ohm，Vsample=10mV，如果使用LM324，VOSmax=3mV，潜在直流误差30%；VOS/dTmax=30uV/C，10C温度变化引起

4、潜在误差3%。2. 电路增益过高，运放噪声放大，RL上电压基本不变，造成RL上的电压噪声增大，导致RL上电流噪声增大。 3. 对运放要求提高，因而成本呈线性提高。 4. 对处理Vin的调理电路要求提高，因而提高成本。但对Rsample的要求相应降低。如何选择采样电阻*电流源需要采样电流进行反馈，虽然也有其他方法采样，但最稳定也是最准确的方法仍然是电阻采样。普及知识：用于采样的电阻功率至少大于采样功率20倍以上，才不致由于发热造成明显的漂移。继续上次，100mA_级的电流是很常用的电流值，但对于电阻采样而言通常也是比较尴尬的电流值。A_级的电流通常不要求太高准确度，使用分流器

5、采样为主，只要功率足够即可。mA/10mA_级的电流相对简单，由于不产生显著的采样功率，因此通常的精密金属膜电阻都可满足要求。100mA_级的电流不大不小，用分流器没有这么大的阻值，用精密金属膜电阻没有这么大功率。解决方法：1. 降低采样电压，使用小阻值2. 降低采样功率，同功率下，阻值尽量大看似矛盾，其实很简单，并联多个精密金属膜电阻。实例：100mA，采样电阻4只12 Ohm 0.1% 1/4W 25ppmmax金属膜电阻并联，等效电阻3 Ohm，采样电压300mV，采样总功率30mW，每只电阻功率7.5mW。采用这种方法需要在PCB上多下功夫，一定牢记铜也有电阻，而且铜本身可做温度传感器

6、。通常0.1%的精度不是必要的，但温度漂移一定要小。然而实际电阻产品的精度和漂移基本是对应的，买电阻时除了功率外一定着重询问。此外，电阻出厂前经过老化最好，无老化的电阻通常便宜一些，但通电后几天内性能多少会有些变化。注意你的负载之一（电阻）*如果RL是纯电阻，基本可以分为以下2种情况：1. RL<<Rsample：运放看到的增益约为1，如果运放单位增益不甚稳定，例如LF357，电路可能振荡。2. 对于某些运放，如LM1875，需要20倍以上增益才可稳定，此时要求RL>=10Rsample。   否则，如下图所示，1/F与Aopen交点斜率差为40dB/DE

7、C，电路将振荡。   为保证足够的相位裕量，通常要求两者交点斜率差最大为20dB/DEC。(原文件名:2.JPG) 然而，源是不能挑选负载的，除非超出源的能力，例如电压源有输出电流限制，而电流源有输出电压限制。对于第一种情况，通过运放的外部补偿即可消除，由于现代运放都具有0dB稳定性，因此不作为讨论重点。对于第二种情况，需要在反馈通路引入适当的频率补偿，由于通常补偿元件并联在RL两端，因此称为输出减振器。对于电阻性负载，输出减振器即电容，通过在反馈回路中引入零点z，从而达到稳定，但将限制反馈系统带宽。(原文件名:3.JPG) 补偿后，如下图所示，1/F与

8、Aopen交点斜率差为20dB/DEC。(原文件名:4.JPG) 零点频率坛友自己计算，很简单。零点的选择根据运放的Aopen各转折频率点选择。为保证各种负载电阻下均达到稳定，通常零点选在较低频率，将牺牲部分频率响应。虽然第二种情况很少在实际中应用，例如1875做的电流源温度漂移严重，但作为频率补偿的范例可作为后续的准备知识。注意你的负载之二（电感）*和化学、物理方法产生的电能不同，依赖反馈理论的电源都会有先天的恐惧症。与电压源害怕遇到电容性负载类似，电流源遇到电感性负载时也须谨慎处理。题外话：似乎所有稳压电源都会在输出有电容，与上面的话冲突。其实稳压电源也做过补偿，况且10uF量级

9、的电容以足够大，普通的电压源能量无法带动10uF在特定频率上以很大的幅度振荡，但并非不振只是幅度很小，很像纹波。这就是为什么坛里坛外有些diy电源会产生莫名其妙的“纹波”和“噪声”的原因。电流源的负载除了电阻和二极管以外，更多的应用就是电感，变压器、螺线管、电磁铁、空心线圈、亥姆霍兹线圈.，其中很多电感性负载能达到H级。即使是小的电感，如果要求电流源响应速度很高，也有同样的问题。坛里有同惠的朋友，大家可向他请教，同惠某系列的电流源专为电感偏流的，同时又有很宽的频率响应范围。RL是有直流电阻的电感，暂用(LL+RL)代替，(LL+RL)会使反馈系数F出现极点pL，对应的1/F出现零点，导致振荡。

10、pL的频率点各位自己计算。(原文件名:5.JPG) 解决的办法还是补偿，只要在反馈系数F上引入一个零点zL，使1/F对应出现一个极点，从而使交点处的1/F曲线斜率为0。(原文件名:6.JPG) 还是在输出减振器上做了文章，但一般不推荐直接用电容，虽然电感内阻已经是一次阻尼，但仍会导致校正后的1/F曲线在LC谐振频率附近莫名其妙。通常的方法要给电容也加一点阻尼，串联一个小电阻R，1100 Ohm，视实际应用中的频响曲线和C的取值而定。一般而言，10kHz以下的应用C=0.1uF，R=3 Ohm/1W。(原文件名:7.JPG) 很奇怪为什么用1W的电阻，R里通常不走电

11、流，做过音响功放的应该有点体会，这里不再详述。本次增加成本：3 Ohm/1W水泥/碳膜/金属膜电阻        1只        单价0.20元        合计0.20元合计成本：3.20元负载的问题已经完成，好像还缺电容没有讨论，给个公式CV=It，考虑考虑看。电流源不太怕电容的。这两部分关于负载的问题，大家好像都不太感觉兴趣，与烙铁太远了。其实都是学校里很少见到的，工程上优先考虑的事项。模电老师自己没做过东西的，自然不会给讲这个，这就是为什么学校作品通常很难变成产

12、品的原因。实际的运放*模型说了这么多，还没和实际的沾上边儿，这一部分将考虑实际器件。通常的运放最高能输出35mA（我见过的，勿疑），而且到达最大输出电流时，运放几乎进入饱和状态，已失去大多数可圈可点的性能。当然，功率运放可输出5A以上的电流，但功率运放的直流特性不大好，集中于VOS和dVOS/dT，有兴趣的坛友可查看LM1875的datasheet，其余类推。由于功率运放的VOS已和Vsample可比，因此一般不推荐单独使用。一般而言，依照运放自身的设计原则，运放输出电流应尽量控制在1mA以内，否则：1. 加上自身偏置电流，运放可能发热，造成输出漂移。2. 由于集电极/发射极串联电阻的作用，大

13、电流输出造成运放输出级状态不佳，主要是VCE过低，IC过大，造成电流增益下降，具体参见任意NPN/PNP datasheet中的输出特性曲线。3. 加重中间级负载，造成运放对高频大信号的响应能力下降。对于大于1mA的电流，应该扩流。(原文件名:8.JPG) 扩流方法很多，最常见方法如下：1. 使用现成的单位增益缓冲器：    例如LT1010，最大输出150mA。2. 参照运放内部电路：    扩流最简单的办法是共集电级乙类推挽输出级，就是NPN和PNP构成的射随器组合，对于20V/100mA而言须选择10W左右的中功率管。实际是第一种方法的简

14、化方法。3. 使用具有电压增益的功率运放电路扩流：    这是一种豪华的方法，具有相当好的动态性能，很多Agilent高级系统仪器均采用这种方法，当然功率运放是分立的。由于扩流电路具有电压增益，因此对运放的SR要求降低，整体电路的直流性能决定于运放，克服了功率运放的VOS问题。但这种电路调试比较麻烦，容易振荡，需要设计者经验丰富。显见，考虑性价比，如果只考虑将电流源作为稳定驱动，而不考虑动态性能（例如脉冲电流源），第2种方法是相当好的选择。一定有人推荐，最好使用甲乙类输出以避免交越失真，也可，但对直流源实无必要。(原文件名:9.JPG) 上述电路都可工作于I、II

15、、III、IV象限。针对一般的用途，事实上需要四象限均可工作的电流源的场合非常少，通常只需I象限工作即可（Io>0、Vo>0），如果不考虑动态性能，可将推挽输出级PNP一侧去掉，简化为单臂输出。这次的简化牺牲了输出电流下降沿性能，但对于直流稳定源无大碍。坛友可参考Agilent 36xx系列用户手册，下降沿和上升沿响应速率的巨大差异。36xx均为单臂电源。(原文件名:10.JPG) 图中运放使用了双电源。运放可单电源也可双电源工作，推荐使用双电源，原因如下：1. Aopen(Vin+-Vin-)=Vo是运放的基本公式，通常认为Aopen无穷大，但实际运放最高不过140dB

16、(icl7650)，有的运放甚至只有几千(TL061)。变换公式得到(Vin+-Vin-)=Vo/Aopen，一定记住，其中所有的电压都是以双电源中点为参考地。而(Vin+-Vin-)就是运放误差。单电源工作时，Vo=1/2Vcc时才能达到误差最小，双电源工作时Vo=1/2(Vcc-Vee)=0时误差最低，相对而言，后者更好把握，此问题在后面有实际应用方法解决。2. 即使轨到轨运放也无法达到输入/输出绝对到轨，因此需要输入/输出为0时会出一些令人烦恼的问题，使用双电源可避免这些问题，从而集中精力考虑重点。似乎还有问题*电路基本成型了，还有什么问题？一般而言，设计到这个地步，设计工作可到一段落。

17、然而仔细分析，仍有不甚完美之处。普及知识：电流源和电压源都是互补对应的。首先看看电压源：1. 对电容性负载敏感，对电感比较无所谓。2. 有最大电流限制，短路时输出电流受电压源的电源的电流能力限制。3. 负载并联在输出端和地之间。对应于电流源：1. 对电感性负载敏感，对电容比较无所谓2. 有最大电压限制，开路时输出电压受电流源的电源的电压能力限制。3. .第3点是个问题，已经得到的电流源的负载接在输出端和采样电阻之间，而且参与反馈，因而造成如下问题。1. 负载调节率    试想负载的变化范围由0100 Ohm，运放输出端电压需要在1到10V之间变化，根据前面运放误差分析，10

18、V与1V对应的（Vin+-Vin-）相差10倍。如果运放为TL061（Aopen=6000），输入误差在1V/600010V/6000之间变化，即0.16mV1.6mV，对应Vsample=300mV的情况，电流误差为0.05%0.5%，因此0100 Ohm范围内的负载调整率为0.45%，很可观。通常的商品电源负载调整率不会超过0.01%。    当然换好一点的运放，例如OP07（增益1000000）,会好的多，负载调整率为0.003%。基本可以忽略。    然而，如果可以用好一些，就尽量用好一些。即使是便宜的OP07，也尽量发挥出它应有的指标。

19、0;   为何要一味追求负载调整率，其实负载调整率对应的就是电流源的并联内阻，负载调整率越小，并联内阻越高，其分流越小，电流源性能越好。    对应于电压源，负载调整率对应的是电压源的串联内阻，负载调整率越小，串联内阻越小，其分压越小，电压源性能越好。    科学的对称美。2. 输出电压无法达到20V    老实话，为什么命题选择20V，就是要在这里说明问题。大多数的运放双电源时推荐最大电源电压为+/-15V，当然也有OP07（极限+/-22V）家族可以到达+/-20V。    即使使用OP07，在+/-

20、20V下工作，输出最高电压不过+/-18V，因此NPN的E，即电流源输出端的最高电压为17.4V，算上Vsample=300mV，电流源能达到的输出电压为17.1V。况且中功率NPN的电流增益不过几十，因此一定会使用达林顿组态，减小运放负载，又会去掉0.6V，最高输出电压压缩到16.5V。    当然，会有建议采用非对称双电源，例如+30V -5V，可使输出电压达到20V以上。    如果不得已，这样的配置是可用的。然而基于以下的原因：    （1）如果Vin+端电压很接近0V，运放输入级晶体管会工作在不太舒服的状态，VCE过小，导致

21、电流增益下降，造成运放Aopen下降和输入偏流增大。    （2）Aopen下降也会造成负载调节率指标下降。    一般不推荐相差悬殊的非对称双电源应用。单电源是非对称双电源的极端，因此与双电源相比性能会打很大折扣。这就是为什么早期的运放均不推荐单电源的原因。但手持设备的出现对单电源应用有巨大促进作用，现代单电源运放作过很大改进，例如轨到轨，但价格也高得多，在不损失其他性能的前提下，价格通常是普通运放的几倍。对于上述问题，这个电流源的架构无法确切的完全的解决，必须改变架构。利用三极管的镜像原理（IB约等于0，IC=IE），可将负载请出反馈回路，移到电源和

22、C之间，也就达到了与电压源的对应：“负载串联在输出端和电源之间”。(原文件名:A1.JPG) 此时，运放输出端电压基本控制在0.60.9V之间，即使TL061也可达到0.016%，OP07更可达到0.0001%。如果将运放电源VCC与连接负载的电源VP分开，连接负载的电源VP为24V，电流源的输出电压便可达到20V以上。可是，三极管的电流增益毕竟是有限的，即使是达林顿组态也不过1000，超beta管（通常用在双极运放输入端）最大也不过10000，IB总会出现，而且IB通过Rsample流入地，造成Vsample里出现误差。误差即1/电流增益。NS有个电路避免了这个问题，使用JFET与

23、NPN构成一个无需电流驱动的达林顿组态。(原文件名:A3.JPG) 然而小功率JFET或N MOS并不便宜，而功率N MOSFET并不贵，还可减少一种库存，因此使用N MOSFET代替NPN即可。(原文件名:A2.JPG) MOSFET不需要稳定的电流驱动，因此IG造成的Vsample误差基本可以忽略，ID=IS，一个近乎完美的镜像。10W左右的N-MOSFET反而不太便宜，选用100W的IRF530也是明智的，而且为扩充输出功率提供了潜力。场效应管的Cgs跟环路稳定性没太大关系。用管子的导纳乘上采样电阻可以获得这个环节的电压放大倍数，如果不大于1，则不必考虑环路稳定问题。

24、场效应管的Cgs跟环路稳定性没太大关系。 用管子的导纳乘上采样电阻可以获得这个环节的电压放大倍数，如果不大于1，则不必考虑环路稳定问题。 =高手，问题找得很准，但这两点不是绝对的，与运放和MOSFET的频率响应有关。(原文件名:A4.JPG) 振个不停*相信还没有人动手，最好已经搭好了39楼的电路。然而却发现根本不能用，不是上来就振，就是电流一大就开始振。一头雾水，反馈看似是负反馈，而且用NPN就基本不会振，很奇怪，也很气愤，因为没有办法，也没有思路。这是负反馈的固有问题，凡负反馈都有机会振荡，只要相位出问题。然而，还有一句话，凡负反馈的振荡问题都可解决。先吃一颗

25、定心丸。解决振荡问题就是剪裁频率响应曲线的过程。因此必须首先得到开环增益Aopen和反馈系数F的频率响应。反馈系数F就是1，在波特图上是0dB线。开环增益Aopen麻烦一点，根据39楼电路，首先画出小信号等效电路。开环分为三部分：1. 运放2. MOSFET输入3. MOSFET输出(原文件名:A5.JPG) 这个电路的传递函数由于Cgs不接地并且与压控电流源gmVgs耦合而不太好算，在学校带毕设的时候曾经让一个学生推过一次，就是不知道二极管符号几个三角的学生。他很严谨而且敬业，不仅推出来还检查了三遍，交给学校培养真是浪费了。传递函数算出来是一个一寸高两寸宽的拉普拉斯变换，实在没有时

26、间再推一遍，不过如果忽略某些不太重要的量，由于Rsample很小，而与Cgs接地时差不太多。(原文件名:A6.JPG) 运放之后的Ro是运放的输出电阻，即运放输出级的限流电阻，大致在200 Ohm左右。可以由以下方法大致推出：非规到轨运放临界饱和输出电压为Vcc-4V，最大输出电流20mA左右，限流电阻约200 Ohm左右。Cgs比较复杂，按datasheet上的说明，Ciss=760pFVgs=0/VDS=25V，但VDS减小和Vgs增大会使Ciss增大到约1000pF。(原文件名:A7.JPG) 同时图中省略了跨导电容Crss，Crss可通过密勒定理等效在输入和输出端的

27、小电容，很小而忽略。gm是个问题，虽然可以查到直流gm，大致为7Id=8A/VDS=50V，但实际用在Id=100mA/VDS<20V，根据datasheet中的输出特性曲线可以看到在饱和区gm随Id减小而减小，与VDS关系不大，在可变电阻区，gm随Id和VDS减小而明显减小。gm在Id很小时大致在1-3左右。暂取2。(原文件名:A8.JPG) gm也有转折频率，最终产生fT，但这个参数很难得到，因为大多数功率MOSFET都是用在开关状态，而且gmDC随偏置变化很大，因此datasheet里通常不给出，但由导通时间，Ciss，Coss和Crss可大致推出gm的fT很高，除以gm

28、DC即为转折频率，很高，大致在10MHz左右。已远远超出OP07的可操作范围，因此忽略，认为gm是不随频率变化的水平直线。也可看出为什么之前不用OP37的原因，因为gm的转折频率恰好在OP37的操作频率范围内，从而造成频率补偿复杂度增加。大电流的MOSFET由于管芯并联数很大而具有很大的Cgs，如果可能尽量使用IDSmax小的MOSFET。IGBT的输出特性曲线比较奇怪，以前用过，但很容易击穿，没有过多考虑。IGBT多数是做开关，似乎用在线性电源上有些问题。Cgs的作用在下一节会有详细讨论。三种补偿通常都是一起使用，单一补偿方式会出现顾此失彼的问题。分析Aopen之一：运放的主极点*诚如xyn

29、n所言，运放是多零极点系统，但一般都具有2个主极点，低频主极点，靠近DC，高频主极点，靠近GBW。图为OP07的开环增益频响曲线。(原文件名:A9.JPG) 2个主极点中，高频主极点通常不受重视，因为大多数运放的高频主极点都在0dB线以下，即单位增益稳定。反馈环路中只有1只运放时很少遇到增益小于1的情况。因此很多运放datasheet中高频主极点都不标出。考虑运放与10倍理想增益级级联（有时是必须的），这个高频主极点就会浮出水面，如果闭环增益为1，便会产生振荡。(原文件名:A10.JPG) (原文件名:B1.JPG)分析Aopen之二：MOSFET和Rsample*如前所述

30、，MOSFET分为输入和输出两部分，通过合理简化，输入的Cgs接地。应该感谢输入输出功率隔离的设计方法，不知是谁先造出了电子管，否则这部分分析会相当复杂。1. 输入部分输入部分由Ro=200 Ohm和Cgs=1000pF构成低通滤波器，并产生一个极点po。低频增益为0dB，产生转折频率的极点po位于约800kHz。正好落在OP07 0dB以上的频带范围内，因此推测与振荡有关。(原文件名:B2.JPG) 2. 输出部分MOSFET的电流Id=gmVgs流经Rsample产生电压gmVgsRsample，因此增益为gmRsample。由于gm的转折频率很高，Rsample在低频下为理想电

31、阻，因此gmRsample的频率响应为平行于0dB线的直线。电流源输出电流很小时，gm接近于0，因此gmRsample位于0dB线以下很低的位置。输出电流增大造成gm增大，gmRsample不断上移，直至最大电流时，gm=2s，Rsample=3 Ohm，gmRsample=6，移至0dB线以上。(原文件名:B3.JPG) 两部分级联后，增益相乘，波特图上增益相加，如下图：(原文件名:B4.JPG) 此时如果gmRsample>1，极点po在0dB线之上，反之则在0dB线之下。一旦po高于0dB线，而1/F=1(0dB)且运放自身Aopen在此频率附近有-20dB/D

32、EC的斜率，则po之后斜率将达到-40dB/DEC，可能产生振荡。因此推论振荡的产生应与Ro、Cgs、gm和Rsample均相关。分析Aopen之三：为何振荡*将运放、MOSFET和Rsample构成的传递函数级联，得到下图的完整开环增益Aopen：(原文件名:B5.JPG) Aopen具有3个主极点，分别为：1. 运放低频主极点pL2. MOSFET输入电容造成的极点po3. 运放高频主极点pHgmRsample<1时，po在0dB线之下，系统稳定。gmRsample>1时，po在0dB线之上，系统振荡。gmRsample=1时，po=0dB，系统处于临界状态。-【47

33、楼】 yan_jian 电流大点就振荡。此问题的原因说来简单：gm与电流Id息息相关，gm随Id的增大而增大，因此gmRsample可能由<1变化至>1，使极点po位于0dB线之上，1/F=0dB线与Aopen的交点处斜率差为40dB/DEC，因此系统振荡。-当然，可通过降低Rsample避免振荡，然而这不是治本的方法，而且会引起成本、噪声等一系列问题。处理振荡时的一个基本原则，尽量首先剪裁Aopen，而后才是1/F。改变1/F可能造成系统瞬态性能的变化。频率补偿是双刃剑，可能造成系统性能下降，过分的单一补偿会造成大量问题。因此应尽量使用多种补偿方法，而且每种补偿适可而止

34、。本次将采用三种补偿方法，分别解决三种问题：1. 加速补偿2. 噪声增益补偿3. 高频积分补偿每种补偿除了主要作用外，还会有其他作用，下面几节将逐一详细分析。加速补偿校正Aopen*校正Aopen是补偿的最佳方法，简单的Aopen补偿会起到1/F补偿难以达到的效果，但并非解决一切问题。如果振荡由于po位于0dB线之上造成，可想到的第一办法是去掉po。去掉极点作用的基本方法是引入零点。引入零点的最佳位置为Ro，Ro上并联电容Cs可为MOSFET输入端引入一个零点zo。但Ro是运放内部电阻，无法操作，因此在Ro后添加一只电阻Rs，并将Cs与Rs并联。(原文件名:B6.JPG) 如果Rs&

35、gt;>Ro，则可基本忽略Ro的作用。增加Rs和Cs后，会使MOSFET输入端的极点po和零点zo频率分别为：po=1/2pi(Cs+Cgs)Rs，zo=1/2piCsRs。如果Cs>>Cgs，则原有的极点po=1/2piRoCs由高频段移至低频段，频率由Cs、Cgs和Rs决定，而非Cgs和Ro决定，新引入的零点zo也在低频段并与po基本重合，两者频率差由Cgs与Cs的比例决定，因而很小。通常Rs=2k-5kOhm，Cs=0.01-0.1uF。(原文件名:B7.JPG) Rs和Cs将原有极点po移至低频段并通过zo去除。像极了chopper运放里通过采样将1/f噪声

36、量化到高频段后滤除。很多不沾边的方法思路都是相通的。由瞬态方法分析，Cs两端电压不可突变，因此运放输出电压的变化会迅速反应到栅极，即Cs使为Cgs充电的电流相位超前pi/2。因此Cs起到加速电容作用，其补偿称为加速补偿或超前补偿。很多类似电路里在Rs/Cs之后会串联一只小电阻，约100 Ohm，再稍适调整零点和极点位置，此处不必再加，那个忽略的Ro很合适。看个范例，Agilent 36xx系列的MOSFET输入级处理，由于PNP内阻很小，至少比运放低得多，因此后面有一只R42=100 Ohm。(原文件名:B8.JPG) 在此之前，如果看到C49和R39，恐怕很多坛友会很难理解其作用，

37、然而这也正是体现模拟电路设计水平之处。有人感叹36xx系列电路的复杂，然而内行看门道，其实真正吃功夫的地方恰在几只便宜的0805电阻和电容上，而非那些一眼即可看出的LM399、AD712之类的昂贵元件。rate of closure也翻译为接近速率，工程常用，国外教科书也有大量介绍。限制还没碰到过。实际上频响能算得如此细致的时候并不多，很多时候都是在大致计算的基础上通过补偿时换元件值推测频响曲线的形状和零极点位置。45度的相位差不会一定导致振荡，但是在电源/输入端无任何其他干扰的情况下。临界振荡时一旦碰到干扰，器件直流偏置的瞬间改变会使交流参数进入满足振荡的值，马上会进入振荡。作为稳定源，相位

38、裕量确实需要保守一些，毕竟振荡后可能造成损失，而且很可能是用户的损失。潜在的振荡：运放的高频主极点pH*通过加速补偿，由Cgs造成的极点作用基本消除。然而，0dB线附近还有一个极点运放的高频主极点pH。事实上，就纯粹的运放而言，pH只在0dB线之下不远的位置。与po类似，由于gmRsample的增益作用，pH也有可能浮出0dB线，从而使Aopen与1/F的交点斜率差为40dB/DEC，引起振荡。pH的位置比po低，因此gmRsample的增益必须更高才能使电路由于pH而产生振荡，然而gmRsample由于datasheet中没有完整参数，实际上只能大致预测而无法精确计算。因此必须采取一定措施避

39、免pH的作用。如前所述，零点可以矫正极点的作用，但有一个条件，除非将零点/极点频率降得很低或升得很高，使其位于远离1/F的位置。pH距离0dB线过于近，而且是运放的固有极点，想通过前面类似的方法转移极点位置很不容易。如果1/F的位置改变，远离pH，就能轻易解决pH的烦恼。然而1/F决定了电路的输出电流，不能随意更改。但如果1/F的DC值不变而高频有所提升，应该可以这就是噪声增益补偿。噪声增益补偿方法来自反向放大器，使用RC串联网络连接在Vin+和Vin-之间。这种方法不建议用在同向放大器，但也不是绝对不可以，只需将RC串联网络的Vin+端接地，并在Rsample上的电压反馈到Vin-之前串联电

40、阻RF即可。(原文件名:B9.JPG) 这个电路在功放里很常见，目的是降低DC误差，但不影响高频响应。此处的作用在于为反馈系数F提供一对极点/零点，从而使F的高频响应降低，即1/F的高频响应增强，实质上使F成为一个低通滤波器，对应1/F为高通滤波器。(原文件名:B10.JPG) F中的极点和零点在1/F中相对应为零点zc和极点pc，zc=1/2pi(RF+Rc)Cc，pc=1/2piRcCc，两者之间的增益差为1+RF/Rc，从而使pc之后的1/F提升了1+RF/Rc，使1/F远离pH。显然，1+RF/Rc越大，zc和pc频率越低，1/F越远离pH，系统越稳定，但也会出现致

41、命的问题瞬态性能下降。如果电流源输入端施加阶跃激励，电流源系统输出端会产生明显的过冲振荡，而后在几个振荡周期后进入稳态。原因在于阶跃激励使运放迅速动作，MOSFET栅极电压迅速增大，输出电流Io增大，但体现在Rsample上的采样电压IoRsample受到噪声增益补偿网络F的低通作用，向运放隐瞒了IoRsample迅速上升的事实，即反馈到Vin-的电压无法体现运放的输出动作，从而造成超调振荡。虽然超调振荡不是致命的，由于足够的阻尼作用，它总会进入稳态，但超调造成的输出电流冲击却很容易摧毁脆弱的负载，因此仍然不能容忍。适可而止，如果1+RF/Rc=2，就给gm的增大提供2倍空间，考虑稍适过补偿原

42、则，1+RF/Rc取3是合理的，对应产生3倍gm变化的电流增量至少需要10倍，足矣。即使如此，阶跃响应仍有一些很小的过冲，将在后面解决。直流性能是不受影响的。实际RF=1k Ohm，Rc=470 Ohm，Cc=0.1uF，zc=1kHz/0dB，pc=3kHz/9.5dB。（补充：上一节中的Rs=3.9k Ohm，Cs=0.1uF，po=400Hz，zo=400Hz，由于无法编辑，补充于此）第二个输入端*电路系统通常都是多输入系统。将之前的补偿元件添加进基础电路，并标注完整的电源。(原文件名:C1.JPG) 看似只有一个输入端Vin，但有前提条件理想电源。此电路共有5个输入端，Vin

43、、Vcc、Vee、Vp和GND。1. Vin为设定输入端，自然希望所有系统输出都只与其相关。2. Vcc和Vee为运放电源。通常运放只需要5mA以内的偏流，因此只需滤波电容大于100uF既可限制纹波在可容忍的范围内，况且Vcc和Vee一般会有78xx稳压，78xx的纹波抑制能力不低于100倍即40dB，运放本身的电源抑制比至少80dB，因此Vcc和Vee的小幅变化对系统的影响基本可以忽略，即Vcc和Vee可视为理想电源。3. GND也是输入端？不错，除非铜的电阻率为0，否则地阻抗会起作用。如果PCB严格一点接地，由于地阻抗造成的问题基本不用考虑。否则，PCB设计不合格。还剩下一个Vp，虽然Vp

44、也可由78xx得到，稳压前还可用大电容滤波，但MOSFET是没有电源抑制能力的，因此Vp的波动会通过影响输出电流（一定频率下，系统调整能力是有限的）直接作用在Rsample上，并反应在运放输入端Vin-。100mA的电源的纹波问题是容易处理的，如果电流达到A_级别以上，很少有便宜的稳压IC可以处理，虽然LT108x能达到5A，但是在Vdrop不大的情况下，如果Vdrop=3V，一般的小散热器就会力不从心，5A只是瞬间电流储备能力，不推荐连续使用。因此A_级别以上的电源大多直接整流滤波得到，纹波不可小视。虽然理论上2000uF/A的滤波电容已足够抑制纹波，但那是在变压器内阻极低的前提下。更大电流

45、的电源很多由可控硅调压得到，那个纹波就更厉害，即使滤波电容很大，纹波仍可由示波器清晰看到。如果Vp由开关电源提供，开关电源工作频率附近的噪声将作为输入信号进入电路。如果纹波频率很低，例如100Hz，系统在此频率完全可以应对，但Vp引入的信号（纹波和噪声）通常不是正弦波，而是非对称三角波，上升沿和下降沿分别为电容充电和放电曲线的一部分，富含谐波，而且谐波频率很高，但幅度逐次衰减。开关电源更是如此，由于其工作频率很高，纹波基波幅度已经很大，因此可能造成更显著的问题。纹波或其某个谐波通过Vp进入电路后，如果系统在此频率上调整能力有限，将造成输出电流波动（系统无法以足够的速率相应反向调整），并反应在R

46、sample上，进入Vin-。运放随即调整输出端，但能力有限，输出端尚未调整好，纹波的幅度和相位就可能发生变化，再次通过Rsample反馈到Vin-就可能出现相位裕量不足的情况，从而诱发振荡。由电路理论出发，如果系统在某个频率上控制能力（带宽）不足，则无法抑制此频率上的电源波动影响。因此要么提高系统带宽，要么改善电源质量。然而，对于恒流电子负载而言，原则上要面对各种电压源Vp，而且大多数是作为中间产品的实验源，性能参差，纹波水平各异。改善电源质量基本是句空话。提高系统带宽对于稳恒用途又实在意义不大，而且造成成本陡增。还有一种消极但便宜而且适应性强的处理办法，使运放无法看到高频率的纹波，即积分补

47、偿。在运放Vin-和输出端之间添加Rm、Cm串联网络，使Rsample上的电压进入Vin-之前由RF、Rm和Cm进行积分滤波，使输出电流中高次谐波成分无法（或大部分无法）进入运放。对于电子负载，积分补偿更为重要。(原文件名:C2.JPG) 由于RF、Rm和Cm构成积分器，因而称为积分补偿。积分补偿的0dB频率fi0dB由RF和Cm决定fi0dB=1/2piRFCm。大于0dB频率的纹波成分受到衰减，直至达到Rm和Cm确定的回转（零点）频率fiz=1/2piRmCm。回转的作用在于不过分降低系统对高频的反应能力。0dB频率至少应低于诱发振荡的纹波频率10倍，已达有效衰减。(原文件名:C

48、3.JPG) 很多电路不使用Rm，即没有回转频率。那一定有Cm很小（100pF左右）的前提，否则如果Cm很大，积分频响曲线在高频段衰减过于严重，将造成系统高频控制力下降。对于Vp性能不太好的情况，Cm可能取值很大，因此Rm是必要的。显然，积分器0dB频率越低，系统越稳定，但也会由于Rm、Cm和Rc、Cc构成的局部反馈使系统瞬态性能降低，因此适可而止。积分补偿没有固定的经验值，如果Vp质量较好，Cm甚至可以降至22pF，反之，如果Vp质量很差（例如电子负载通常见到的情况），Cm可增大至1uF。此外Cm的选择还与运放GBW有关，GBW越高（当然要有频率足够高的MOSFET配合），系统对于

49、高频的控制能力越强，Cm可越小。Rm决定回转频率，通常回转频率高于0dB频率10倍以上，因此Rm大致为1/10RF=100 Ohm。-【47楼】 yan_jian  我做的电子负载，电源差点就振荡只需增大Cm至1uF，Rm=100 Ohm，RF=1k Ohm即可。之前在可控硅调压电压源上试过，可有效抑制振荡。估计可控硅调压电压源是纹波性能相当差的电源，尤其在低压大电流时，纹波能电到人。-一定要明确：虽然积分补偿使系统免受Vp纹波的影响，但实际上只是采取视而不见的做法，流过负载、MOSFET和Rsample的电流仍然受Vp纹波的影响。-【55楼】 STM32_Study

50、60; 电流源对于开关电源纹波是不是有较好的抑制作用？答案是不一定的。如果电流源带宽高于开关电源工作频率5倍以上，可以。否则，不能。用开关电源做Vpp时，如果电流源带宽不足，输出电流上仍有开关电源工作频率附近的纹波波形。-因此，如果可能，一定首先改善Vp质量。好在本次只做100mA的电流源，一个7824或LM317就搞定了。在此情况下Cm=1000pF足矣。fi0dB=160kHz，fiz=1.6MHz，160kHz频率以上由Vp造成的电流纹波/噪声可由输出减振器网络消除。本次增加成本：100 Ohm电阻 1只 单价0.01元，合计0.01元1000pF/50V电容 1只 单价0.0

51、3元，合计0.03元合计0.04元合计成本：9.55元题外话：Rm、Cm、Rc和Cc构成的局部反馈问题至今悬而未决，用拉普拉斯变换，无论如何计算，运放开环直流增益都会下降至(Cs+Cm)/Cm，但实际上直流时电容是开路，运放开环直流增益不受影响。(原文件名:C4.JPG) 也许是拉普拉斯变换对直流力不从心，细细想来，倒是一个简单的问题，1/0不是无穷大，而是没有意义。考虑以下的电路，Vin为直流电压，Vout是多少呢？如果用容抗计算Vout=1/2Vin，但实际上Vout=任意值。因为直流下电容没有容抗概念。顺便问一下：（1）如果Vin+端电压很接近0V，运放输入级晶体管会工作在不太

52、舒服的状态，VCE过小，导致电流增益下降我怎觉得VCE有2V以上就能很好地工作，这样在-5V供电的情况下对运放的Aopen影响不大吧。运放的各项特性指标基本是在Vin+=Vin-=1/2(Vcc-Vee)测试得到，此时VCE的状态会比较合适（运放设计者决定）。VCE=2V的确可以工作，但还不能很好的工作，通常VCE>5V，NPN/PNP性能会更好，尤其对于输入级的超beta管，能得到更大的电流增益。对Aopen会有影响，-5V只是举例，真的工作在-5V其实影响基本可以忽略。主要是要强调Vin+/Vin-尽量不要偏离1/2(Vcc-Vee)。实际上非对称双电源也是常用的。很多时候5V低压运放要输出真正的0-3V，会使Vcc=4V，Vee=-1V。老实讲，这些理论不太深，都是基本电路单元和基本的信号处理。困难的