开关电源辅助绕组的设计与仿真

1、开关电源辅助绕组的设计与仿真ut斯达康宽带爭业部研发中心陈山abstract采用辅助绕组供电方式皑开关电源低功耗低成本设计的首选方法。本文对开关电源的两种映型 辅助绕组供电方式进行了分析，总结了各口的优缺点。同时针对辅助绕组设计中易出现的问题给 出了解决方法。keywords:开关电源，辅助绕组，低功耗环路速度1. 概述在采用pwm芯片的开关电源4 控制芯片电路的供电通常令两种方案。第一种是釆用串联 稳压从输入直流电压降压得到控制芯片的工作电压。这种方法的优点是电路简单，易实现, 但启一个非常人的缺点：功耗过人。举例来说，如输入电压为60v,芯片自身静态工作电 流15ma,输出电流30ma （

2、包括mos管驱动电流及其它外用器件耗电），则芯片总电流需 求为45ma。假设芯片供电电压12v,则串联稳压电路上的功耗为= （60-12）*（30+15）= 2.16vv（1）在无风状态卜要散发这么人的热砒，串联稳压电路需耍采用额定功率总和至少5w的器件， h耍在电阻、三极管等器件z间做好功率分配。此外.无风状态f 5w的器件占pcei何枳 至少耍2cn?（柞功率密度过高则必须风冷）。在电了产品对低功耗，高密度的耍求越來越高 的今大，串联降压显然不是令人满意的解决方案。第二种供电方案圧采用辅助绕组从主变压器上取电，整流后供给芯片控制电路。这种方法因 为辅助绕组的输出电床可根据开关电源控制芯片的

3、实际需耍调节到一个较低的值免除了串 联稳压的人部分压降，所以功耗要小得多。辅助绕组供电方案町根据辅助绕组的接法不同而 分为正激辅助绕组和反激辅助绕组。卜面対这两种辅助绕组供电方案分别进行分析。2. 正激辅助绕组供电方案flg.j给出了一个简化的采用uc3843作为控制器的反激开关电源原理图。其屮lp为初级绕 组，ls为次级绕组，lvcc为辅助绕组。图中lvcc为正激接法，即在mos管m1导通时输 因为是正激接法，所以辅助绕组作为原边l】的副边，在toil期间対原边起到一个负载的作 用。其等效电路如fig.2中虚线框所示：图屮，le:漏感rc.：初级绕组电阻碌：励俺损耗lm6:初级磁化电感rre

4、f.cc：辅助绕组输出功率反射至原边阻抗根据变压器的原理可得,vcc要评估辅助绕组拓扑的优劣，i个主耍指标是avvcckv即v&在v变化范用内的波动程 度。vg的波动垠低点电斥必须人控制芯片的最小i.作电丿q最咼点则不能超过芯片允许 的昴高电压。在满足这两个条件的菽础上.的平均值应当尽可能地低以降低功耗。设该反激电源输出为75v18w, t1初级绕组17匝，电感臺50uh,次级绕组51匝电感彊 450uh输出额定功率时工作j; ccm方式。我们來计算此条件卜対应¥皿和vga的辅助u1d102erroutuc3843rtbvtdrefosccomvccr4u2r5pc817cu

5、3fig. 1反激开关电源原理示意图（辅助绕组正激接法）绕组输出电压的峰值vg2和谷值vvg。计算思路如f：首先根据vg.算出辅助绕组需耍的最小匝数。然后根据确定的辅助绕组匝数算出对应 的辅助绕组输出电压峰值vg，并据此算出控制芯片的最人功耗。2.1确定辅助绕组匝数通常辅助绕组采用半波整流，氏波形图如fig. 3所示。v计算过程如卜：取v的冇效值为12v,芯片白身静态工作电流和输出电流分别为15ma和30ma,则vg 的取用功率为pvcc = % * (% + /j = 12*(15e(-3) + 30心3) = 0.54w 注：15e(-3)表示 15xl0-3,下同。当c1采用luf电容时

6、，27第2.5心）=0矽10(-7)因为耍在£口时使辅助绕组输出电压谷值vvcci人j uc3843的最低供电电压8.4v,再加上iv的margin所以图中的vvcci必须大于等f 9.4v。取半波整流二极管的压降为07v,则 辅助绕组在输入电压为最低值（36v）时的交流仃效值近似为(5丿= av/2+vvtrl + 0.7=10.36v据此求得辅助绕组的匝数为1036*1736= 4.89根据以上计算，取n、cc为5匝时，可保证在时辅助绕组仍能输出足够高的电压供给控 制芯片工作。2.2确定最高输入电压（60v）时的p、“电流型反激拓扑输入为时.在1期间加在变用器初级绕组两端的电丿e

7、升臥 但因为 是电流忖初缚昂m化ip：«*不变一根执遽忒】汕w 滄出功华不勿寸衍周期的能屋转换不变，即初级电流谷值1以也保持不变，如rg.4所示。fig. 4电流型反激拓扑初级电流将2.1屮解得的辅助绕组匝数代入（2力得输入为vg”时的辅助绕组冇效vi vvcc为 nt5*60vcc7- "<_上旦= 17.65v-17得出输入60v时的辅助绕组输出电压峰值vvcci为(8丿二+ 07 + w/2=1861v求得此时的辅助绕组输出功率pvcc为pyce =匕d * uq + /j = 18.61 * (15(-3) + 30列-3) = 0.84w(9)同理可求得输入

8、72v时的辅助绕组输出电压峰值vvcc：为% + 0.7+2/2=22.13v(10)uc3843最高工作电压为30v,故输入72v时v&2仍在限度之内。输入72v时pvcc为pvcc = uq + /j = 22.13* (15吃3) + 30心3) = 0.996妙(11)uc3843的授人功耗为1w,在输入电斥为60v时功耗裕最只令16%。而当输入电斥为72v 时功耗裕彊为零。这可能导致控制芯片在长期不间断工作条件卜的失效率上升。根据以上推导，正激接法的辅助绕组输出电压随着输入电压的升高而升高。半输入电压为最 人值时,可产生较大的功耗而影响控制芯片的使用寿命。另外,当辅助绕组匝数

9、取得过大时, 正激接法可能在输入最高电压时输出超过控制芯片的允许最高电压而将芯片损坏。3. 反激辅助绕组供电方案将rg.l -i'lvcc的极性対换一下，即可得到反激接仏的辅助绕组。如hg.5中所示。此时lvcc与反激变斥器次级绕组ls样，在ml截止时，hp toff期间输出。反激接法辅助绕组的输出电压是由那些因素决定的呢？我们來推导一下。当ml截止时，即ton结束，to住开始z时，lp中的电流为峰值电流1以，所储存的能炭为 扣益o这个能磺在toff开始z时转移到次级绕组和辅助绕组中并在toff期间対次级绕组 和辅助绕组的负载供电。为了从简到难地分析这个过程，我们先对只白次级绕组存在(

10、即无 辅助绕组)的情形进行分析。然后再对辅助绕组存在的情形进行分析。3.1无辅助绕组时次级绕组的输出电压我们知道，对电流型的拓扑，初级绕组电流峰值由取样电阻决定，即sensej* uc3843电流取样电阻，即fig.5中的r3而次级电压绦纠输岀电压v。由卜式决宦匕=1心+匕=埒空尺如+ vd(13丿rle：次级负载电阻vd：次级输出整流二极管的压降注：忽略次级绕组内阻我们的目标是求出次级输出电压的咐fi j 和谷值；1为此盂耍先求出i-和l1o先求1门。我们知道，无辅助绕组时，toff期间磁芯中的磁通由次级绕组放电电流决定，即(14丿(w=n二 nbs = ljsl2:次级绕组电感l：次级绕组

11、电流在l：确定的情况卜，二的峰值j由反激能届转换关系确定lp：初级绕组电感ip2：初级绕组屯流峰值i-：次级绕组电流峰值 代入(13),得电流型反激拓扑次级电床峰值©为u1erroutuc3843wbhbrefoscr8fig. 5反激开关电源原理示意图（辅助绕组反激接法）(16丿我们來继续推导次级电流的谷值x以及次级电压的谷值vm当认为近似不变（这在带反馈控制的拓扑中是町以满足的）时则经过toff时间的放电. 次级电流变化彊为i严匚-/貯于（17）上式表示次级电流的变化最与成正比。为了从感性i.理解这个公式，让我们设想一卜以 卜状况：当负重但还不足以拉低vo时，po增加，匕减小。因

12、为电流型控制“是固定 的则必须减少即将u提高，才能提高l的平均值以在每周期输出足够能凤 因此 l变化杲与qr成正比，这就是（17丿的物理意义。由（17）可得(18丿(1刃对于带反馈（闭环）的拓扑.v6可认为是常数。因此从（19）式可以看出与v,没有关系. 即闭环反激电流型拓扑的次级输出电压与输入电压无关。同时，（19）告诉我们以卜爭实：次 级输出电斥的峰值和谷值皆与负载电阻ruod有关。3.2有辅助绕组时次级绕组的输出电压辅助绕组存在时.磁芯中的磁通由次级绕组和辅助绕组的放电电流共同决定w=nanbs =厶人+厶“/皿(20)为简化分析，设变压器三个绕组z间的耦介系数都为1。在此假设卜，辅助绕

13、组和次级绕组 中流过同一个磁通，故必有(21丿ns：次级绕组匝数nvcc：辅助绕组惟数lvcc：辅助绕组电感注：附录1対次级绕组与辅助绕组0间的输出电流分配进彳亍了探讨和仿真验证。在l：, lv“确定的情况卜，由反激能乗转换关系并将(21)代入可得p2 =+*2,+ lp1p1 = + + 4£<- l1)2vccnsp2(& +沪厶“"j(23丿式的物理意义是初级的能龟耍在次级电感和辅助绕组电感匕分配。 继续解得次级峰值电流为vccvccn rj +_ i nsepload . 1/十vd匕 2 = hluhid + v。= | n r4 / + _/5&q

14、uot;这就是仃辅助绕纽时反激电流醴拓扑的次级输出电压峰值公式c(22丿(23丿(24丿(25丿如果在对(22)的整理中以ivcci为目的变鼠,则得/皿2 ) + vccvccln(26丿(27丿因为辅助绕组的负我较为恒定，故其输出功率可被作为常数用來计算直他参数。 根据llvn a/vff2 = pvcet ,可得辅助绕组输出电流变化为(28丿(31)pvec:辅助绕组输出功率t：开关电源工作周期01（29）, （30河得辅助绕组输出电尿峰、谷值分别为rvcc2 vccn$keel = uvcc2 - alvcc)cc =(厶一舒,(32丿(31)(31)（31八（32）式表明.闭环条件卜电

15、流熨反激拓扑辅助绕组的输出电斥与vi及次级绕组输 出负载riad皆无关，而与辅助绕组的负a rvcc /f关。因为rvcc 基本不变的，所以反激接 法的辅助绕纽输出电用基本恒定。必须注意的是.（31）、（32）式给出的是没有滤波电容的 匕心和岭也值，而这个值耍人人裔加上滤波电容后的匕心和匕也值（加上滤波电容后 匕心和km值若粗略分析，由占空比决定。细化分护则由lcr电路的放电规律所决定，本 文不対此进行讨论）。因为我们的口的是找出决定岭心和匕小的因索，而滤波电容的引入并 不影响决定岭“和也的因索，故在讨论中忽略滤波电容的作用。但在实际电路中不可以 不加滤波电容。实际电路的测帚结果如2 fig.

16、 6、fig. 7分别是满载卜输入电斥为36v和60v时的辅助绕 组输出波形。可以看到l、cc输出波形的正半周的幅度保捋不变，负半周幅度则与vi成正比。 fig 8为空我时输入电压为60v时的辅助绕组输出波形可见空载和满我时的输出褊度没仃 明显的变化。fig. 6满载下输入电压为36v时的辅助绕组输出波形(31)33反激接法辅助绕组的设计根据以上结论，我们來求出反激接法辅助绕组的匝数。假设条件与第2廿中相同.为方便阅 读页新叙述如卜“设该反激电源输出为75v18w, t1初级绕组17匝，电感吊50uh次级 绕组51匝.电感杲450uh,输出额定功率时工作j ccm方式设辅助绕组输出电压谷值vj

17、fj94v并根据（4）式的结果.可得出辅助绕组输出电压平均 值为(33丿(34丿(35丿fig. 7满载下输入电压为60v时的辅助绕组输出波形fig. 8空载下输入电压为60v时的辅助绕组输岀波形% = keel +% = 9.4 + 0.26 + 0.7 = 10.36 v次级绕组输出平均电压为v = v + vd = 75+1= 76v 则辅助绕组的匝数为他，=協=巴兰51 = 6.95皿 匕 '76取7匝。在绕法h,通常带辅助绕纽的三明治绕法是这样安排的：1. 绕l/2np绕组2. 绕ns绕组3. 绕另l/2np绕组4. 绕nvcc绕组三明治绕法的优点是初次级的漏感较低，但同时帯

18、來初次级z间分布电容增人，对emc等 性能有不利影响。辅助绕组绕在垠外侧的缺点是辅助绕组与初次级绕组z间的耦介较差，即漏感较人。这样当 次级输出负我较重时，/"较人，因漏感造成的辅助绕组输出电压会仃较高的尖峰。可通过 加人辅助绕组输出rc滤波电路的电阻值來限制该尖蜂。更好的绕法是将辅助绕组绕在初次级z间：1. 绕1/2nf绕组2. 绕nvcc绕组3. 绕ns绕组4. 绕另l/2np绕组这种绕法综合了各种考虑，较好地平衡了各方面的因索，是推荐的绕法。另外耍注意的是.如果nv«不够绕满一层，绕线应散开，尽杲铺满一层，这样可达到最佳 的耦介效果。4. 总结1. 正激接法的辅助绕组输出随输入电压变动，可能在输入电压较高时导致控制电路的功耗 较人。2 反激接法的辅助绕组输出与输入电压无关。3.反激接法的辅助绕组岛耍注意带载上电问题。references1. 张占松，蔡宜三，开关