灵活蝴蝶结天线的设计

1、 灵活蝴蝶结天线的设计、仿真、制造和测试摘要本文主要提及两种不同的新型灵活蝴蝶结天线的设计、仿真、制造和测试，包括传统的蝴蝶结天线和减少金属化改造的蝴蝶结天线。这些天线安装在由亚利桑拿州国家大学（ASU）的柔性显示器中心（FDC）制造的柔性衬底上。基板是热稳定的聚乙烯萘邻苯二甲酸(PEN)，这可使天线更稳定。天线是由一个微带到共面的馈电网络不平衡变压器供电。观察显示，大部分电流密度是相对常规蝴蝶结天线的边缘定义的。而金属的减少就是基于这种观察。因此，传统蝴蝶结天线的三角形部分的中心不显著影响其性能地被移除。对于蝴蝶结元素安装在平面和曲面，用HFSS仿真天线的返回损失和辐射模式，分别将仿真结果与

2、测量结果作比较。比较结果表明，对于两种情况下的仿真和测量之间有一个优良的协议。此外，通过仿真和测量得出，改进的蝴蝶结天线的辐射性能经验证更接近传统的蝴蝶结。索引术语蝴蝶结天线，宽带天线，可弯曲式天线，热稳定聚乙烯萘领苯二甲酸(PEN)，微带到共面巴伦馈电网络。 I、介绍亚利桑拿州国家大学（ASU）的柔性显示器中心（FDC）成立于2004年，是学术界、工业和政府的合体，主要目的是培养有创新表现的新一代和开发灵活的、重量轻、低功耗和结实的电子电路1。由于对灵活和重量轻的电子系统的需求日益增加，柔性显示器中心旨在开发材料和结构的平台，平台允许灵活背板电子和显示组件相结合，这些显示组件对于大规模生产是

3、比较经济的2。在低温环境下，对柔性塑料基板兼容的薄膜晶体管的处理为柔性电路开辟了一条新路。例如，可编程逻辑阵列可实现对微控制器3的控制逻辑，这显示数字逻辑是很容易实现的。此外，挥发性和非挥发性数字记忆和综合显示的源极驱动器4已经成功的被制造出来，包括一系列的数字积木如计数器、触发器和一个标准单元库。此外，为了实现复杂性和第一次正确的电路设计，标准的集成电路产业设计工具,砂的做法被广泛应用于柔性电路设计5中。柔性电子还承诺新的应用领域包括重量轻、坚固的地区、大面积传感阵列检测X射线、放射性粒子（中子）和生物化学剂。大面积阵列可能会覆盖飞机的机翼，可以探测空气压力/流量以增强性能或者探测微小裂痕形

4、成以预诊断。如果当服务被需要而不是定期、费时的检查时大型设备只能从服务中移除，那么可观的成本节约是可能的。其他潜在的应用包括监视伤口或一种医疗分诊补丁进行远程监控患者生命体征的愈合的“智能”医疗绷带。这种技术的一种自然延伸的对共形天线的设计、制作和测试是极大的兴趣。目前，柔性显示器中心是针对天线结构的引入，可以与其他灵活的集成电路元件协同作用。可弯曲式天线，作为柔性电子电路的一部分，可能有一个广泛的应用在可以使天线与人体躯干集成的无线通信中。与液态金属零件组合的柔性线偶极子天线6和喷墨印刷天线7的设计已经在文献中报道了。文献6中的天线是可逆形变，而且它们可以通过拉伸和释放它们机械调谐。文献7中

5、的喷墨印刷天线是一个适形射频模块的一部分。一种具有比线性偶极子天线更宽带宽的灵活蝴蝶结天线的设计已经被文献9和10的作者报道出。这种灵活蝴蝶结天线的辐射特性已经在文献11中讨论，当该天线被弯曲成圆筒状。此外，大多数蝴蝶结天线的金属化可以在不显著影响辐射性能时被移除12。在本文中，对传统的和改进的蝴蝶结天线进行的工作已经得到改进，并且它与文献10-12中的报道想比较。除了天线的辐射特性，馈电结构和对天线辐射性能的导体损失的影响也进行了讨论。关于辐射性能的曲率的影响也得到了研究。本文的结构如下。在第二部分中，对柔性显示器中心基板的基本性质的广泛讨论和制造工艺一起被概述。接着在第三部分中，介绍天线和

6、它们反馈电路的设计方法。在第四部分中，介绍回波损耗、振幅辐射方向图和增益的仿真与测量。这些天线用Ansys HFSS13建模和仿真，同时仿真结果与在亚利桑拿州国家大学电磁波暗室（EMAC）进行的测量结果进行比较。对于天线安装在平面和曲面表面时，天线的辐射性能的不同也在本部分研究。最后，结束语总结。 II、柔性基板由于兼容性问题，天线的制造过程几乎与薄膜晶体管的制作过程相同。因此，薄膜晶体管制作的讨论也将披露出天线制作的要点。另一方面，薄膜晶体管制作的细节超出了本文的范围。因此，只有其制作方向将在这里被总结。柔性显示器中心的显示技术主要基于可以用塑料基板制造的非晶硅（a-Si:H）薄膜晶体管。传

7、统意义上讲，显示器已经被用经过高温沉积过程的玻璃制造出来，这是一个成熟的技术。然而，玻璃本身易碎而沉重，这使得它不适合便携式，也不方便现场使用。在过去的几年里，已经出现了大量的关于降低非晶硅薄膜晶体管加工温度以适应与塑料基板(热稳定的聚萘二甲酸或PEN)兼容和用标准加工设备处理柔性基材的开发工作。薄膜晶体管是在180如热稳定的聚萘二甲酸的柔性基板上处理的。栅极金属和电解质分别是钼和氮化硅。源极/漏极金属溅射在一个N维的非晶体硅-铝双层上。铟锡氧化物（ITO）和钼的金属化随后被应用。图1显示了一个低温非晶体硅的薄膜晶体管工艺的截面示意图。由于设计一种新的制作工艺是昂贵且耗时的，特别是对天线而言，

8、它们必须同时被处理并制作成有薄膜晶体管和其它电路的相同晶片。因此，用于制作天线的材料要和用于制作薄膜晶体管的材料相同。然而，一些薄膜晶体管的有关步骤对于天线来说是忽略的。如前所述，基板是薄的塑料（热稳定的聚萘二甲酸），这允许天线更灵活。基板上覆盖着一层非常薄的氧化硅层，该层是栅极电介质14。用于馈电网络、不平衡变压器和天线元件的导电材料是铝。图2显示了一种柔性基板的简化模型，它通过HFSS软件库的资料更接近于实际基板的电性能。图1：柔性显示器中心的低温非晶体硅的薄膜晶体管工艺的截面示意图。栅极电介质是氮化硅。有三个金属层。图2：最接近于实际基板电性能的柔性基板的简化模型。 III、天线设计使用

9、柔性基板的天线设计是亚利桑拿州国家大学柔性显示器中心的一项新的研究课题。因此一个宽带元素被选来启动这项研究。一个蝴蝶结天线第一个被选来设计，是因为与线天线和印刷偶极子天线相比较，蝴蝶结天线的基本几何结构、宽带特性和多样应用更适合。此外，蝴蝶结天线预计比传统天线更定向，因为其具有较大的散热面积15。它们也同样可以应用在贴片天线的小型化应用中来实现较低工作频率而不增加整体补丁区16。由于其吸引力的特性，印刷蝴蝶结天线已经在的15-24中研究。哪些文献基本上有三种类型：微型贴片（16、17）；共面（15、18、20）；双面（21-24）。在这些类型的天线中，共面蝴蝶结天线需要一个平衡馈电网络，以便它

10、们可以在不平衡变压器的帮助下用微带线或共面导波供电。虽然它们需要一个额外的不平衡变压器，但是作者选择了共面蝴蝶结天线因为它更适应于柔性显示器中心的利益和制造过程。共面导波（CPW）-耦合微带线不平衡变压器包括可以抑制非共面导波模式和平衡线路20,25,26的基于不平衡变压器不连续性的空气桥。这些空气桥可以阻碍天线的灵活性。而且，不能被焊接的空气桥和天线的铝痕迹之间的连接，这可能是有问题的。因此，作者选择用微带线向蝴蝶结天线馈电，虽然别的馈电设计更适合天线制作过程。两种不同天线的设计与制作：传统的和有减少金属化设计的概述蝴蝶结天线。后者包含一个概述传统蝴蝶结天线的条形。因此，从这点出发，前者和新

11、的蝴蝶结天线将分别被表示为固体和轮廓蝴蝶结天线。A、固体蝴蝶结天线 印刷蝴蝶结天线的设计过程和矩形微带贴片天线的设计是相似的。有一组通过为文献8中的矩形贴片修改半经验设计方程获得的一系列设计方程。主导TM10模型的蝴蝶结贴片谐振频率可以通过下列方程16,17获得fr=c2eL(1.152Rt) (1)Rt=L2(W+2l)+(Wc+2l)(W+2l)(S+2l) (2)l=h0.412(e+0.3)(Wih+0.262)(e-0.258)(Wih+0.813) (3)e=r+12+(r-12)(1+12hWi)-1/2 (4)Wi=(W+Wc2) (5) 在这组设计方程中，基片的厚度、相对介电

12、常数和有效介电常数分别表示为h,r和e。其他几何参数在图3中定义。虽然这些方程是从微型贴片蝴蝶结天线推导出，他们被用来获得一个共面蝴蝶结天线的初始设计。后来，天线设计进行微调，然后通过数值模拟确定。在初始值和最终值之间有一个微小的差异，这是由于设计方程的不确定性和微带到共面馈电网络不平衡变压器的存在性。图3：包括固体蝴蝶结和不平衡变压器的整体结构的几何设计细节。B、轮廓蝴蝶结天线 固体蝴蝶结天线表明的电流密度用HFSS经行仿真，正如期望观察到的，电流密度的大部分集中在蝴蝶结天线的边缘。另一方面，朝向元件三角形部分内部的电流密度的大小正如图4所示的一样低。这是趋于向边缘移动的金属表面电子斥力的结

13、果。由于表面电流的绝大部分都集中在边缘，如果大多数金属化从三角中心移除则天线的性能在增益、带宽和中心频率无显著改变。事实上，这是一种在用去除板的内部以减轻重量和风阻的锯齿形平面设计的对数周期天线中可观察到的现象。因此，在这些观察的指引下，一个新的蝴蝶结天线的设计如图5所示。在这个新的设计中，天线是由宽度0.2mm的条状制成，概括了传统的蝴蝶结天线。 在一些应用中，天线金属零件的总表面积可以成为一个主要的设计约束。因此，通过使用一个较少金属的天线来获得指定的辐射性能可能更为重要，正如在对数周期天线的情况下，有时以降低增益为代价。另一方面，我们减少天线的金属的基本目的是加快成型和制作过程。天线金属

14、含量的减少通过连续印刷技术使得制造更快速。虽然薄膜晶体管的制作和喷墨打印机的电路提供了低成本和快速成型，但是大型模型用这种方式填充事有问题的。因此，减少其他固体天线的金属金量加速原型制作同时利用较少的镀金属。图4：不同频率的蝴蝶结天线表面的电流密度。最强的表面电流集中在蝴蝶结的表面。（a）f=7.0 GHz,(b)f=7.4 GHz,(c)f=7.8 GHz.图5：轮廓蝴蝶结天线模型。大部分的金属化从三角形中心转移到几块原型制作过程中。C、微带到共面馈电网络不平衡变压器 正如前面所提到的，为了正确的给蝴蝶结天线馈电，微带到共面馈电网络（CPFN）转型是必要的。为了达到这个目的，设计出一个微带到

15、共面馈电网络非平衡变压器，它提供了在耦合微带线上的奇数模式同时抑制偶数模式27,28。这不平衡变压器引入在耦合微带线接近中心频率之间有180相位差。移相器长度是不平衡变压器设计的重要参数。微带线的两个分支长度应加以调整，这样它们的差值等于在中心频率的导波波长的四分之一28。另一个关键参数是能调整以优化不平衡变压器性能的共面带线之间的差距27。不平衡变压器的设计参数是通过数值模拟进行优化的。不平衡变压器包含四个部分。第一部分是50微带线部分，其具有0.32mm线宽度。第二部分是带宽0.84mm的25微带线部分，其可以作为阻抗转换器。第三部分是不对称三通结合点，其最小损失地均分移相器两臂间的功率。

16、最后，最后一部分是引入在耦合微带线间180相位差的移相器。不平衡变压器被设计为在整个工作频带有一个几乎恒定的回波和插入损耗特性。不平衡变压器的回波和插入损耗如图6所示。很明显，在两个输出端口插入损耗略大于3dB由于功率分配，同时不平衡变压器的两个分支间的功率几乎平分。不平衡变压器的回波损耗在整个频带中保持在910dB之间。不平衡变压器性能的另一个重要参数是相位差，如图7所示，主要是移相器的两个分支间。当相位差为180时，不平衡变压器的中心频率为7.48GHz。然而，这是在有耦合微带线的不平衡变压器和天线的负荷后改变的。虽然不平衡变压器就功率分配是宽频带，但这是在没有相位差情况下。不平衡变压器两

17、臂间的相位差在频率间隔6.5-8.5GHz间线性地从203改变到155。相移的快速改变对辐射元件的整体性能有重要作用。实际上，这些不平衡变压器类型是已知的窄带微型器件。包括天线和不平衡变压器在内的整个制作结构照片如图8所示。图详细的介绍了它们的灵活性。图6：不平衡变压器的回波和插入损耗。它被设计为在整个工作频带里有一个几乎恒定的回波和插入损耗特性。图7：不平衡变压器两个输出部分间的相位差。图8：灵活蝴蝶结天线：（a）固体蝴蝶结天线。（b）轮廓蝴蝶结天线。 IV、仿真和测量 在柔性显示器中心设备中制作天线后，回波损耗、辐射模式和天线增益在亚利桑拿州国家大学电磁波暗室测量。为了验证设计的有效性，仿

18、真结果要与测量结果进行比较。另外，轮廓蝴蝶结的测量和仿真回波损耗、中心频率和带宽增益与固体蝴蝶结相比较。最初，当天线水平时测量和仿真。最后，天线被弯曲成圆筒形式，研究灵活性对天线辐射性能的影响。A、平板天线 天线是通过与不平衡变压器微带传输带侧边相连的一个同轴电缆馈电。一个铜带被作为微带线的接地面。为稳定同轴电缆到微带过渡，一个金属支架焊接在接地面，如图9所示。然而，通过实验及数值验证表面，结构对天线中心频率有重要作用。这个问题将在后面章节详细介绍。在这种情况下，由于焊接的缺点，接地面和介绍对整体系统电容的支撑结构之间有一个小差距。因此，额外电容导致仿真和测量回波损耗间频率偏移。图9：天线的馈

19、电结构和金属支撑。一个铜带被作为微带线的接地面。天线通过同轴电缆供电。同轴电缆和微带线间的连接是用三角黄铜支撑的支撑结构。最初，在不考虑天线的金属支撑结构和传导损耗情况下，对测量和仿真回波损耗进行了比较。这导致所测量和仿真的数据的回波损耗特性差异。然而，当考虑天线的支撑结构和表面阻抗时，仿真值和测量值间有一个很好的协议，如图10所示。固体和轮廓蝴蝶结的中心频率分别为7.66GHz和7.40GHz，同时回波损耗最小化。图10：仿真和测量回波损耗的比较：（a）固体蝴蝶结，（b）轮廓蝴蝶结。值得注意的是，对于15dB的回波损耗水平（VSWR<1.5:1），固体蝴蝶结的带宽在不平衡变压器加入后从

20、15%下降到8.75%。这是由于相对于频率而言，相移的快速变化。观察再次证实，不平衡变压器是宽带设计的关键设备，同时它决定了总体设计的带宽。同样重要的是接地面对天线回波损耗的影响。经试验和数据证实，铜带长度谐振频率处的回波损耗有显著作用。另一方面，谐振频率独立于接地面长度。如果接地面刚好在不平衡变压器和耦合微带线的连接点被截面，则谐振频率处的回波损耗结果约是17dB。因此，为得到一个合理的回波损耗水平，接地面应在连接点后被截断。图10中，固体和轮廓蝴蝶结的中心频率明显不同。轮廓蝴蝶结中心频率的轻微降低归因于沿三角形中心部分分布的表面电流密度的低强度性。然而，由于在三角形中心的金属从轮廓蝴蝶结中

21、移除，表面电流被限制沿着三角形外形前进。流过三角形中心的表面电流的障碍物增加了轮廓设计的平均距离。因此，轮廓蝴蝶结比固体蝴蝶结用电时间长，这导致中心频率降低。实际上，如果用一个条带将三角形的垂直边连接到它的定点，如图11所示，新的组合将会在轮廓和固体设计的中心频率间产生共鸣，这是因为它为电流提供了一个额外通路。正如图12可以观察到，新天线的仿真谐振频率为7.52GHz,它介于7.40GHz的轮廓蝴蝶结天线和7.66GHz的固体蝴蝶结天线间。 图11：在轮廓和固体蝴蝶结天线间产生共鸣的新的天线组合。 图12：如图11的新的天线组合与轮廓和固体蝴蝶结天线的仿真回波损耗特性的比较。除了回波损耗，天线

22、的仿真和测量振幅辐射方向图在三维中进行：H主要平面（x-z面），E主要平面（x-y面）和二次E面（y-z面）。模型就测量中心频率（7.40GHz的轮廓蝴蝶结和7.66GHz的固体蝴蝶结）在图13表示，在图14比较。二次E面（y-z面）被定义为一个沿着E场平行于它的但不经过整个场域最大值的平面。坐标系统与图3相同。可以看出，实测和仿真辐射图在三维各个面相一致。虽然二次E面的模式接近于一个理想偶极子模式，但在主E面和主H面的模式明显失真。模型的后波瓣比前波瓣大约低10dB。这种差异是由于“推动”辐射模式远离它和朝向蝴蝶结的接地面的存在。这种结构也可被认为一个由蝴蝶结偶极子和接地面的二元八木天线。接

23、地面作为八木天线的反射器，它有一个降低的反向辐射。因此，峰值增益的方向远离接地面。因为接地面仅位于馈电网络下方，该天线被允许辐射到两个半球面；天线位于平面的上面和下方。图13：固体蝴蝶结天线仿真和测量的归一化辐射方向图比较在：（a）主H面（x-z面）；（b）主E面（x-y面）；（c）二次E面（y-z面）。图14：轮廓蝴蝶结天线仿真和测量的归一化辐射方向图比较在：（a）主H面（x-z面）；（b）主E面（x-y面）；（c）二次E面（y-z面）。绝对增益和其他辐射参数总结在表格I中。列于表I的增益的方向为=90和=0。然而，比列表增益高0.1dB的总峰值增益发生在=80和=100。类似于轮廓设计的中

24、心频率的下降，天线增益也略有下降。正如预期设想的，这一下降是由于基于金属减少的轮廓蝴蝶结天线的较小有效孔径。表I中的分数宽带是基于15dB或者更大的回波损耗（VSWR<1.5:1）。可看到，轮廓蝴蝶结天线的带宽比固体蝴蝶结天线的略大，但这是可以忽略不计的。因此，天线的带宽基本相同。导体损耗对辐射效率有很大影响。正如之前提到的，在制造过程使用的金属层是极薄的铝。由于在工作频率带宽内铝的厚度远小于它的趋肤深度（工作在7.5GHz的铝的趋肤深度约为9m），导体损耗对天线的辐射效率发挥重要的作用。测得的薄铝的表面阻抗为0.18/平方。另一方面，比柔性显示器中心金属厚的接地面和支撑结构分别用铜和黄

25、铜组成。因此，因接地面和支撑结构的导体损失相对于薄铝是微不足道的。为了看到表面阻抗对天线绝对增益的影响，固体蝴蝶结的厚度增加到两倍的趋肤深度（约为2m），同时进行一个额外仿真。固体蝴蝶结天线的增益变为4.1dBi，这比较天线的测量增益大。这一结果验证了柔性显示器中心金属的损耗行为和天线的相对低的绝对增益。 表I固体和轮廓蝴蝶结天线的辐射参数的比较 固体蝴蝶结 轮廓蝴蝶结中心频率（GHz） 7.66 7.40仿真增益（dBi） 2.5 1.8实测增益（dBi） 2.5 1.7分数带宽（%） 8.75 8.92B、弯曲天线 到目前为止，我们只讨论了当蝴蝶结天线持平时的辐射特性。然而，我们天线的显著

26、优势和新奇的地方是他们的灵活性，它可使柔性显示器中心基板和蝴蝶结元素很好的应用在共形天线。因此，我们的天线在弯曲时的辐射性能特别令人感兴趣。为研究这一点，类似于持平情况，弯曲天线的回波损耗、辐射模型和绝对增益在其被弯曲到不同半径的柱面形式时被检查，同时结果同平坦天线相比。为了能弯曲天线同时不损坏基板上的导电迹线，需要一个新的可以使天线自由弯曲的支撑结构。为此，用圆柱状黄铜作为支撑结构。黄铜管是小直径同时被焊接到0.085"（2.16mm）半刚性同轴电缆的外导体上。黄铜管被焊接到同轴电缆的一部分被削减，这使得上部分更接近同轴电缆的中心导体。银漆被用来连接不平衡变压器的铜带接地面和黄铜管

27、以及同轴电缆的中心导体和天线馈电点。新的几何图如图15所示，图中黄铜管支撑着柔性基板同时形成接地路径。这种结构允许灵活基板绕着同轴线的轴自由弯曲。这也最大限度地减少本质脆弱的天线的暴露金属化的失真的可能性。然而，与三角形支撑相比，圆筒形支撑引入了一个对整体系统的电感。该电感可归于在圆筒状铜管内循环的电流，这就像一个螺线管循环。因此，固体蝴蝶结天线的中心频率变为7.24GHz，这比7.40GHz的设计频率低。图15：灵活蝴蝶结天线的馈电/支持几何的侧视图标示意图。图16对比了平坦和弯曲天线的仿真回波损耗。很明显，天线的中心频率不随着曲率明显变化，因为弯曲不改变元素的电长度。然而，传输线的特性阻抗

28、若随着弯曲而改变，则影响着整个系统的辐射特性29。图16：对不同程度弯曲的蝴蝶结天线的仿真回波损耗的比较。当曲率半径比天线尺寸大的时候，天线的回波损耗几乎独立于曲率半径。经过仿真，固体蝴蝶结通过一个2"（50.8mm）的曲率半径的聚苯乙烯弯曲，如图17所示，同时其回波损耗被测量。由于聚苯乙烯的介电常数非常接近统一，则材料的介电加载保持在最低限度。弯曲天线与平坦天线的仿真和实测回波损耗在图18进行比较。很明显，对于支撑结构的两种类型，测量值和仿真值之间有一致性。此外，如预期设想，在平坦和弯曲天线的回波损耗之间无显著差异。天线的中心频率保持基本不变。然而，在谐振频率处回波损耗有将近4dB

29、的增加。图17：弯曲的固体蝴蝶结天线的测试装置。图18：有圆筒状支撑结构的平面和弯曲蝴蝶结天线的回波损耗的比较。图19显示了弯曲天线在主平面的仿真和实测归一化辐射方向图。很明显，仿真值和实测值相吻合。除了弯曲天线在二次E面的零点填充，模型的形状基本相同。在二次E面的零点填充是因为蝴蝶结的整体表面不平行于主轴，否则一个理想的零点已经形成。除了归一化方向模式，平坦和弯曲天线的绝对增益非常接近。天线在每一个主平面的实测已得增益列于表II。最大值对于主E面和主H面在=90，=0，对于二次E面发生在=0°。图19：平面和弯曲蝴蝶结天线的归一化辐射方向图的比较：(a)主H面（x-z面）；（b）主

30、E面（x-y面）；（c）二次E面（y-z面）。在图19中可观察到，虽然在主E面和主H面模式中有一些涟漪，但在二次E面模式中是非常流畅的。虽然二次E面是平面切割，其具有平行于馈电电缆的旋转轴，但射频电缆不会神人到测量的平面，因此由于电缆散射而使在模型中无涟漪。主E面和主H面的旋转轴垂直于天线基板的平面。射频电缆的部分是在测量的平面上，导致散射、建设性和破坏性干扰以及测量值的波纹叠加。对于弯曲轮廓蝴蝶结天线进行相同的测量和仿真并得到类似的行为。因此，由于空限制，弯曲轮廓蝴蝶结天线的这些结果在这里不再重复。 表II平坦和弯曲蝴蝶结天线的实测已得增益 增益（dBi） 主H面 主E面 二次E面平坦 2.

31、6 2.6 0.3弯曲 2.6 2.6 -0.6 V、总结两种蝴蝶结天线用亚利桑拿州国家大学的柔性显示器中心的独特柔性材料设计和制作的，它们是传统的和用金属减少技术的新型天线。HFSS仿真值和在亚利桑拿州国家大学电磁波暗室的测量值进行比较。辐射方向图、回波损耗和绝对增益的比较显示测量值和HFSS仿真值相吻合。固体和轮廓蝴蝶结天线的回波损耗和辐射参数的比较验证了这两种天线的辐射性能无明显差异。轮廓蝴蝶结天线的谐振频率低于固体蝴蝶结天线，这是由于其增加的电长度。此外，如预期设想，轮廓蝴蝶结天线的增益小于固体蝴蝶结天线增益的。然而，修改后的天线可更迅速用串行印刷技术成型。因此，在天线的增益和减少的金

32、属化间有一个权衡值。增益的略微下降是可以接受的，这是对于需要一些少金属化和快速成型的应用而言。经验证，柔性显示器中心金属的导电损耗在天线的增益中起着重要作用。天线的性能可以通过在制作过程中用一个较厚的导体进行改进。用于稳定同轴微带传输线连接的支撑结构的类型对天线的谐振频率有影响。虽然，由于接地面和黄铜间的间隔，三角形支撑引入了一个导致谐振频率增加的电容，但是圆筒状铜管有电感作用。电感的产生是由于铜管内部的电流循环。因此，天线的谐振频率在新的支撑结构装配后降低。最后，经观察，如果曲率半径比天线尺寸大，那么平坦和弯曲天线的回波损耗和辐射方向图非常接近。在柔性基板上设计蝴蝶结天线的肯定的结果表明，柔

33、性显示器中心的技术对于重构灵活性天线阵列是一个有希望的候选者。参考文献1 G. B. Raupp, S. M. ORourke, D. R. Allee, S. Venugopal, E. J. Bawolek, D. E. Loy, S. K. Ageno, B. P. OBrien, S. Rednour, and G.E. Jabbour, “Flexible reflective and emissive display integration and manufacturing (invited paper),” Cockpit Future Displ. Def. Secur. v

34、ol.5801, no. 1, pp. 194203 Online. Available: /link/?PSI/5801/194/12 F.Zenhausern and G.B.Raupp,“Pre-production display R&D facility:A framework for developing flexible display systems reducing the warfighters,” in SPIE Symp. Proc., 2004, vol. 5443, pp. 1320.3 R. Shringarpure,

35、L. T. Clark, S. M. Venugopal, D. R. Allee, and S.G. Uppili, “Amorphous silicon logic circuits on flexible substrates,”presented at the IEEE Custom Integrated Circuits Conf., San Jose, CA,2008.4 S.M.Venugopal and D.R.Allee,“Integrated A-SI:H source drivers for 4 QVGA electrophoretic display on flexib

36、le stainless steel substrate,”IEEE J. Display Technol., vol. 3, pp. 5763, 2007.5 S. G. Uppili, D. R. Allee, S. M. Venugopal, L. T. Clark, and R.Shringarpure, “Standard cell library and automated design flow for circuits on flexible substrates,” presented at the Flexible Electronics and Displays Conf

37、., Phoenix, AZ, 2009.6 J. So, J. Thelen, A. Qusba, G. J. Hayes, G. Lazzi, and M. D. Dickey,“Reversibly deformable and mechanically tunable fluidic antennas,”Adv. Funct. Mater., vol. 19, no. 22, pp. 36323637, Oct. 2009.7 L. Yang, R. Zhang, D. Staiculescu, C. Wong, and M. Tentzeris,“A novel conformal

38、RFID-enabled module utilizing inkjet-printed antennas and carbon nanotubes for gas-detection applications,” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 8, pp. 653656, 2009.8 C. A. Balanis, Antenna Theory Analysis and Design.Hoboken, NJ:Wiley, 2005.9 C. A. Balanis, C. R. Birtcher, V. Kononov, A. Lee,

39、and M. S.Reese, Advanced Electromagnetic Methods for Helicopter Applications.Tempe,AZ: Telecommunications Research Center, Jun. 2004. 10 A. C. Durgun, M. S. Reese, C. A. Balanis, C. R. Birtcher, D. R. Alle,and S.Venugopal,“Flexible bow-tie antennas,”in Proc.IEEE Antennas and Propagation Society Int.

40、 Symp. (APSURSI), Jul. 2010, pp. 14.11 A.C.Durgun,C.A.BalanisC. R. Birtcher, and D. R. Alle, “Radiation characteristicsof a flexible bow-tie antenna,” in Proc. IEEE Antennas and Propagation Society Int.Symp.(APSURSI),Spokane,WA,Jul.3-8,2011, pp. 12391242.12 A. Durgun, M. Reese, C. Balanis, C. Birtch

41、er, D. Allee, and S. Venugopal, “Flexible bow-tie antennas with reduced metallization,”in Proc.IEEE Radio and Wireless Symp. (RWS), Jan. 2011, pp. 5053.13 Online. Available: 14 K. R. Wissmiller, J. E. Knudsen, T. J. Alward, Z. P. Li, D. R. Allee,And L. T. Clark,“Reducing power in flexible A-SI digit

42、al circuits while Preserving state,”in Proc.IEEE Custom Integrated Circuits Conf.,Sep.2005, pp. 219222.15 A. A. Eldek, A. Z. Elsherbeni, and C. E. Smith, “Wideband microstrip-fed printed bow-tie antenna for phased-array systems,”Microw. Opt. Technol. Lett., vol. 43, no. 2, pp. 123126, Oct. 2004.16 J

43、. George, M. Deepukumar, C. Aanandan, P. Mohanan, and K. Nair,“New compact microstrip antenna,” Electron. Lett., vol. 32, no. 6, pp.508509, Mar. 1996.17 B. Garibello and S. Barbin, “A single element compact printed bowtie antenna enlarged bandwidth,” in Proc. SBMO/IEEE MTT-S Int. Conf. on Microwave

44、and Optoelectronics, Jul. 2005, pp. 354358.18 M. Rahim, M. A. Aziz, and C. Goh, “Bow-tie microstrip antenna design,” in Proc. 13th IEEE Int. Conf. on Networks, Jointly Held With the IEEE 7th Malaysia Int. Conf. on Communication, 2005, vol. 1, pp.1720.19 R. Compton, R. McPhedran, Z. Popovic, G. Rebei

45、z, P. Tong, and D.Rutledge, “Bow-tie antennas on a dielectric half-space: Theory and experiment,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 35, no. 6, pp. 622631,Jun. 1987.20 Y.-D. Lin and S.-N. Tsai, “Coplanar waveguide-fed uniplanar bow-tie antenna,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 45, no. 2, pp. 3053

46、06,Feb. 1997.21 A. Eldek, A. Elsherbeni, and C. Smith, “A microstrip-fed modified printed bow-tie antenna for simultaneous operation in the C and X-bands,” in Proc. IEEE Int. Radar Conf., May 2005, pp. 939943.22 K. Kiminami, A. Hirata, and T. Shiozawa, “Double-sided printed bow-tie antennafor UWB co

47、mmunications,” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., vol. 3, pp. 152153, 2004.23 Y.-D. Lin and S.-N. Tsai, “Analysis and design of broadside-coupledstriplines-fed bow-tie antennas,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol.46, no. 3, pp. 459460, Mar. 1998.24 G. Zheng, A. A. Kishk, A. W. Glisson, and A. B.

48、Yakovlev, “A broadband printed bow-tie antenna with a simplified balanced feed,”Microw.Opt. Technol. Lett., vol. 47, no. 6, pp. 534536, Dec. 2005.25 D. Anagnostou, M. Morton, J. Papapolymerou, and C. Christodoulou,“A 055 GHz coplanar waveguide to coplanar strip transition,” IEEE Trans. Microw. Theor

49、y Tech., vol. 56, no. 1, pp. 16, Jan. 2008.26 K. Tilley, X.-D. Wu, and K. Chang, “Coplanar waveguide fed coplanar strip dipole antenna,” Electron. Lett., vol. 30, no. 3, pp. 176177, Feb.1994.27 N. Kaneda, Y. Qian, and T. Itoh, “A broad-band microstrip-to-waveguide transition using quasi-Yagi antenna

50、,” IEEE Trans. Microw.Theory Tech., vol. 47, no. 12, pp. 25622567, Dec. 1999.28 Y. Qian and T. Itoh, “A broadband uniplanar microstrip-to-CPS transition,” in Proc. Asia-Pacific Microwave Conf., Dec. 1997, vol. 2, pp.609612.29 K. L. Wong, Design of Nonplanar Microstrip Antennas and Transmission Lines

51、.New York: Wiley, 1999.Ahmet Cemal Durgun (S09) received the B.S.E.E.and M.S.E.E. degrees from Middle East Technical University, Turkey, Ankara, in 2005 and 2008,respectively, where he completed the double major programin mathematicsandreceivedthe B.S.degree in 2006. He is currently working toward t

52、he Ph.D.degree at Arizona State University, Tempe.His research interests include flexible antennas,high impedance surfaces and computational electromagnetics.Constantine A. Balanis (S62M68SM74F86LF04) received the B.S.E.E. degree from Virginia Polytechnic Institute and State University (VirginiaTech

53、), Blacksburg, in 1964, the M.E.E. degree from the University of Virginia, Charlottesville, in 1966,and the Ph.D. degree in electrical engineering from Ohio State University, Columbus, in 1969.From 19641970 he was with the NASA Langley Research Center, Hampton, VA, and from 19701983 he was with the

54、Department of Electrical Engineering, West Virginia University, Morgantown.Since 1983 he has been with the Department of Electrical Engineering, Arizona State University, Tempe, where he is now Regents Professor. His research interests are in computational electromagnetics, flexible antennas and hig

55、h impedance surfaces, smart antennas, and multipath propagation. He is the author of Antenna Theory: Analysis and Design (Wiley, 2005, 1997, 1982), Advanced Engineering Electromagnetics (Wiley, 2011, 1989) and Introduction to Smart Antennas (Morgan and Claypool, 2007), and editor of Modern Antenna H

56、andbook (Wiley, 2008) and for the Morgan & Claypool Publishers, series on Antennas and Propagation, and series on Computational Electromagnetics.Dr. Balanis is a Life Fellow of the IEEE. He received in 2004 a Honorary Doctorate from the Aristotle University of Thessaloniki, the 2005 IEEE Antennas and Propagation Society Chen-To Tai Distinguished Educator Award, the 2000