利用伪随机调制在电力配电线路中的通信

1、利用伪噪声调制在电力配电线路中的通信作者：PETER K.VAN DER FRACHT，会员，IEEE；ROBERT W.DONALDSON，高级会员，IEEE 摘要用于办公自动化，安全防卫监控，楼宇的环境管理，计算机通信和其他应用的本地化的通信网络的需求正在每日益增长。本文认为针对这类应用的数据和模拟讯号在配电线路中的通信可使用伪噪声（PN）调制。配电电路的优点包括通过标准的墙上插头能合理的普遍覆盖以及方便的接入使用。缺点包括有限的通信带宽，相对高的噪声电平，以及阻抗、噪声和衰减的不确定性。 扩频信号能提供抵抗窄带信号衰减和随意窃听的能力，复用能力，寻址能力，并轻松实现误码率与传输速率的优化

2、平衡。它的主要缺点是同步延迟和硬件成本通常与接收器的伪随机码的同步相关联。我们的原型调制解调器使用60赫兹电源线频率的载波，代码和数据位同步，从而避免了这些困难。设计所需讨论的问题，包括处理增益优化，调制解调器阻抗规格，载波频率选择和伪随机码的选择。按描述，原型调制解调器电路成本低于30.00美元。实际配电线路测量表明，当给单个用户使用、传输速率=6千比特/秒或M =22多用户同时使用、=60千比特/秒时，误码概率或更低。其中，对模拟讯号的性能计算也被包括在内。1、 简介 用于办公自动化，安全防卫监控，楼宇的环境管理，计算机通信和其他应用程序本地通信网络的需求不断增加1 - 9。网络利用物理链

3、路，这往往涉及大量的安装成本，外观的妥协到建筑物内部的不便或限制设备的位置。替代物理链路可选择无线电或红外线通道；但是，无线电意味着许可和干扰，而红外线要求视距传输。 配电电路将墙壁插座插头作为简单的标准接口，提供了合理的通用渠道。它的缺点包括与电缆或光纤链路相比下的有限的带宽，高噪音电平，以及阻抗、衰减和噪声的不确定性。我们认为伪噪声（PN）调制采用简单的直接序列（DS）的PN调制解调器来克服这些障碍并使得性能达到目前的初步评估的水平。在本地化的电力配电网络中通信是重点。这项工作也适用于电力公司的应用，包括自动抄表和负荷控制。10 - 13。 电力公司所使用的信令方案的多样性表明缺乏“最佳系

4、统的共识”，并暗示着所有现有的系统都存在一些缺陷13 - 18。大多数系统是窄带，因此受频率选择性衰落和干扰影响19-20。PN信令所采用的伪随机码来传播的窄带数据信号在很宽的传输带宽上，从而遏制频率选择性降解21 - 24。这相同的代码接于收到的信号相关联以便恢复原始数据信号。独特的用户代码使复用，寻址和免疫随意窃听成为可能。并且很容易作出的误码率和数据传输速率之间的权衡，而不改变所传输的信号的带宽。 PN信令的主要缺点是码捕获延迟和同步硬件成本23 - 26。虽然配电线路用于通讯，但是60赫兹过零点的电源频率也可能用于代码同步。调制解调器硬件将非常简化，同步延迟几乎能完全消除。还有一个附加

5、的好处，如语音，生物医学信号，或数据已调信号以及数据等连续的模拟信息信号可以被发送。另一个作者20曾建议PN扩频信号也应该在配电线路中工作良好。然而，我们似乎是最早提出的60赫兹过零点同步，并率先提出的设计标准，设计出一个可工作的原型调制解调器以及给出已经在电源线上PN通信的实际测试结果。 第二部分总结了电力线的通信信道特性。第三节建立设计需解决问题，包括扩频处理增益的优化、适当的调制解调器阻抗水平、载波频率选择、PN码的选择。从60赫兹过零抖动带来的性能损伤进行检查。第四部分简要描述了一个简单的原型调制解调器。第五部分介绍了在实际配电线路上的测试结果。该同步方案的工作情况非常出色。所测量得到

6、的误码率随信号电平的增加而以指数形式降低。结果及其影响在第六节讨论。当错码率且只有一个处于活动状态的用户，意味着至少6千比特/秒的数据传输速率。当错码率且约22用户可以同时处于活动状态时，数据传输速率为60位/秒（这足够为许多应用所使用了）。对于在3千赫兹频率的语音传输，其隐含着20分贝左右的输出信号噪声比（SNR）。另外，包括脉冲噪声消除电路以及过零平均都可以拟提高性能。二、电力线作为通信通道 电力线传输和分配电能。高电压线传输三相功率从发电机到变电站，从那里电力经由配电线12，27-29，然后发送到配电变压器。从建筑物内部的变压器，电源发送到电路板，从这里，分支电路将电能发送到所需的位置。

7、在北美的一个单一家庭住宅中，例如，通用分支电路给电源开关和插电式插座提供电能。特殊的电路提供重型设备，包括洗衣机、干衣机、热水器、冰箱、电灶。分割单相电源由两根110 伏电源线和从中心抽头的单相配电变压器一根中性线正常地传递到电路板上;这种变压器是由三相配电网络中的一个供电的。在大型建筑物中，三相电源将电直接供给到电路板。因此，通过一个变压器，需供电的所有负载的中性端子直接连接。110 伏电源端子也直接或间接地连接在变压器次级绕组上。 采用配电线路对通信提出了问题和困难12，20。负载切换会引起网络拓扑结构和噪音水平无法预测和无法控制的变化。网络衰减随频率和时间的变化而变化。通信信号和噪音水平

8、是高度可变的和不可预测的。 电源线噪声源于雷击，感应负载，相位控制负载，广播电视传输，数字时钟和火花或电晕放电。图1显示了耦合到50接收器的平均噪声电平。其中，城乡办公楼之间的水平差异是近30分贝。因为更低的发电水平和更高的频率时增加的衰减，使得每10个单位减少20分的电噪声。我们自己居住的公寓楼平均噪声电平的测量结果表明，在24小时内有超过60分贝的差异。其中，最高水平出现在下午11点而最低水平在清晨。从普通家用电器中产生的电噪声并没有显著水平的增加，罪魁祸首是真空吸很少尘器和调光器。这些小于3分贝的电噪音附加到现有的电平中去，而这种噪声很少跨接在配电变压器上。 频率相关的信号衰减部分是因为

9、被动负载和传输线效应。一项研究20表明低于100 千赫兹会有相对恒定的衰减而100到200千赫兹之间则是以0.25分贝每千赫的比例线性增加。传输线效应包括反射和多通道取消，这可能会导致在特定的网点窄带消失19，20。楼间的布线就不会受到低于100 kHz的频率和低于400米（即波长低于0.12米）的距离内传输线效应的影响了。 在没有传输线效应的情况下，图2中的简单模型描述了在低于100千赫兹的配电电路。其中阻抗代表所有的网络负载的并联阻抗。低于100千赫兹时，电源线本身具有低串联阻抗可以安全地忽略它。例如，12号铜线有0.006/ m的串联电阻和0.43/ m的电感，这意味着每30米和100千

10、赫兹有1阻抗。在15 A/115V的电路中，连接的负载有超过10的并联阻抗。在图2中，发射器和接收器的阻抗应尽可能低，以便将所接收的通信信号电平最大化，同时将输出信噪比以同样的标准最大化。总之，接收到的信噪比将以一个多变的和不可预测的平均等级随时间变化，并且还可能取决于发射机和接收机两者的相对和绝对的网络位置。所接收的信号电平依赖于进出网络的信号耦合功率，和在网络上的衰减。在接收器中的噪声水平将主要取决于附近的负荷。通常情况下，噪声电平大约是+10 分贝毫瓦每5负载在10千赫时并且大约每10个单位下降20分贝。三、伪噪声调制解调器的设计考虑 每端口数据传输系统的图解如图3所示。由PN码的输入数

11、据流信号传播的数据信号的带宽乘以因子，其中和分表示的代码（芯片）传输速率和数据传输速率。数据调制码的印象通过耦合网络和电力线有序排列在载波相移键控传输中。在接收端，为数据恢复提供了同步载波和PN码信号。 在60赫兹的过零点将用于代码的快速同步、数据和载波信号。选择数传输速率为60位/秒的整数倍简化了标准的数据传输速率的实施和容纳。图4示出了在载波DS-PN同步、芯片和位的水平。在这种情况下，载体是一个方波，其基波频率与码片速率相同，进一步简化实施了载波频率的选择。以增加一些错码概率33为代，通过数据的差分编码，可将传统的双叉110伏墙壁插头相关联的极性的不确定性消除。 问题出现在我们的同步方案

12、执行过程中。这三个电力传输阶段的相位差事是120度。在图5中，任意选择110伏的插件插座将呈现三个电压波形、中的一个，或相应的倒置波形、。为确保适当的定时，PN码序列可以重复6n个次，每1/60秒，其中n是一个正整数。代码序列传输在图5中的六个信号之一的一个正向的零交叉开始重合。跨阶段假定适当的耦合，代码序列传输可以通过另外五个信号中的任意一个进行同步。 电源信号的过零点时表现出对标称60赫兹值随机变化。这种过零抖动的产生原因在于电源线、发电机转速变化、负载阻抗变化和负载开关幅度噪声。发电机的一天频率图表通常显示多达0.02/60（0.03）的变化，这意味着在标称过零点的变化比率长达6微秒27

13、。根据所有来源，我们自己的观察表明高达10微秒的抖动。而在同步和检测减少抖动之前应先进行线路噪声的过滤。之后，用平均过零点或使用代码跟踪电路进一步减少抖动的影响。 过零抖动会导致所发送的码字序列和本地生成的复本之间产生随机偏差。当|增加时，图3中的接收器信噪比减小，而误码概率p增加。图6表示N位的m序列自相关函数R（）。当条件下，峰值输出信号电平是成正比于R（），其中，。正如附录中所定义的，条件下，信噪比正比于。 关于抖动的处理增益G定义如下： 当其他M-1未同步的发射机的干扰在随机噪声中占主导地位时，SNR =3G/（M - 1）（见附录），则增益G越大信噪比就越大。当噪声在干扰中占主导地位

14、时，增大，虽然增加了信噪比抖动损失，但也提高了传输信号的带宽，可以抑制窄带障碍。增大G有益于的选择来平衡抖动退化和干扰、窄带阻碍，受到系统带宽的限制。我们的分析意味着一个常数J值，通常J等于在几秒钟内的抖动的标准偏差。 要G的最大值，应取其最优值： (2) 对应的最大增益： (3) 最大增益从零位抖动值开始减小了3.5分贝。其中J =10 s, = 33 kbits/s。 上述分析是建立在完美载波同步假设上的。针对图4所示的载体以及代码序列，使用60赫兹的电源信号，可但会产生一些额外由抖动引起的降解。对于较高频率的载波，过零抖动的影响变得更加严重，因而通过标准的载波恢复电路34进行载波功率的传

15、输可能是必要的。60赫兹功率信号将继续同步代码和数据信号，而上述（1）（3）的分将仍然适用。 工作频段的选择涉及到高频的增加衰减和低频噪音之间折衷。因此通常使用10-100 kHz频带。应避免特定频率，如10千赫欧米茄海洋定位服务是不必要的，因为宽带的PN信号既不会受到也不会产生窄带干扰。 在选择一个PN码时，最好是从一个容易产生满足条件的信号的家庭中选择，这种信号的零时间移位上的不同的代码序列之间具有低交叉相关性。低抖动状态下，基于附录假设，干扰可在随后产生，由此在某些应用中使的值减小。低自相关性是可取的，因为这种信号具有相对平坦的光谱。M-序列产生器2，35很容易通过利用移位寄存器来实现，

16、这种移位寄存器的反馈连接定义了代码序列，并提供所需的相关特性。 当涉及到很长的距离时，可能发生超过一个代码片段的传输延迟。通过60赫兹功率信号，以某种形式的延迟补偿，对齐发射机和接收机码信号，可能是可行的。知识通过与接收器有一定距离的发射器，将允许插入由相应的延迟偏移量的发送。从发送器同时广播到多个不同距离的接收器，可能需要在每一个接收器进行时延补偿。这种补偿将被广播之前，使用合适的协议或一些其它预先安排的手段来实现。另外，60赫兹过零点检测与传统的捕获和跟踪技术26相结合，将大大降低长时间采集的延迟。另一种方法是在长距离情况下使用独立的通信设施进行传输，在这种情况下，电力线的通信将被限制在局

17、部区域。对于时间连续的模拟信息信号的传输，上面的讨论是普遍适用的，除了数据位同步是不必要的。四、原型调制解调器的实现A.发射器 直接序列调制解调电路用于出现在图7中的两层的数据信号的传输。调制解调器是由一个保险丝和稳压管保护，防止高电压瞬变。 过零检测器产生一个负脉冲，其前沿与每个正向60赫兹过零点重合。该脉冲被反相，并用于同步的时钟发生器，代码生成器，和数据源。时钟发生器是由一个3.58兆赫兹的彩色突发晶体驱动，并提供同步于60赫兹线路频率的方波载波。由3.58 兆赫兹的晶振频率除以256，产生一个14 千赫兹载波。每个零脉冲重新启动其代码生成器。通过8位移位寄存器（74LS299），这两个

18、在74LS74芯片上的触发器格式化用于使用的零脉冲。移位寄存器的输出1和7的异非处理过程提供一个反馈信号给移位寄存器的输入，从而产生一个127位长的伪随机m序列，其在每两个过零点的时间间隔内重复两次。 数据扩展器使用一个异或非门来将数据和PN码的信号相乘。因为载波信号是一个方波，因此移相键控调制器是一个简单的异或门，它产生经调制的数据信号。发送放大器接受，并提供一个差分放大，版本到线耦合网络。这个网络包括一个音频隔离变压器和阻抗匹配，以及一个三阶巴特沃斯高通滤波器，它阻碍将高频调制的载波到电源线的60赫兹的电源信号，同时通过。在变压器的线路端，发射机放大器的低输出阻抗通过匹配变压器进一步减少到

19、低于1，以获得高的信噪比。高通滤波器的标称截止频率为6千赫超过100分贝60赫兹的衰减。图8中和表示可接受的发射信号的失真。图8示出了所发送的信号的频谱。B.接收器 调制解调器接收器电路如图9所示。接收机的保护网络、电源线耦合网络、过零检测器、时钟发生器、以及代码生成电路与发射机的相似。在任何商业的半双工调制解调器中，这些元件将在发射机和接收机中都非常常见。全双工操作（具有独立的发射器和接收器的代码生成器）也将是可行的，只要发射器和接收器的线耦合网络和足够的处理增益之间，给定足够的隔离（滤波）。接收器的线耦合网络将所接收到的信号传递给差动放大器。在没有噪声、干扰和失真的情况下，。进入解调器/解

20、扩展器作为之前，接收机放大器差分提升。乘以（同步）代码和载波信号相乘的结果，得到解扩后的信号。图10表示和的波形。在一比特周期的数据检测器集，所得到的信号发送到一个比较器，而样品的输出位于位周期的结束时段。产生的输出是所接收的数据信号。图10示出和。C.模拟信号传输 修改在图7和图9的电路能够完成模拟信息信号的传输和接收。在利用开关调制器进行模拟信号乘法运算后，进行代码和载波的异非乘法，会产生所希望的信号（在由中所示的点），其随后将被放大并进行传送。此同一电路也能处理的数据信号。在图9中，将通过一个过滤器进行传输，这个滤波器的输出将构成所接收的消息的信号。如果接收器包括一数据检测器和过滤器，亦

21、或数据或模拟信号，可以被发送和回收。原型的调制解调器的该部分费用约为30.00美元。使用最近开发的芯片或定制电路将大大降低这一成本。五. 测试结果 我们的原型调制解调器，在如下所述的三个不同的环境中，进行了二进制数据传输的测试。所有的电力线传输使用110伏线和中性线。在第四节中，所有测试均使用调制解调器进行，并只有一位处于活跃状态的使用者（M= 1）。除了在D中下面所描述的一些最近的试验中，数据源生成 = 60 比特/秒的伪随机二进制数据。码率和载波频率都等于14千赫兹。为了确保相当精确错码率p，传输和测量中，持续任何给定信号和噪声电平，直到由数据错误计数器观察到约100个错误。A.白噪声，恒

22、定阻抗，衰减常数通道 图11所示为第一性能测试的配置。该通路由发射器和接收器之间的直联导线构成。恒定电阻负载和一个白噪声发生器被安放在整个通路和用来测量信号和噪音水平的有效值电压表之间。电力线信号被用于码，载波和数据信号的同步。 图12表示p相对的测量值，以及用（A-2）和M = 1得到的计算值。在（A-2）中的噪声功率谱密度N的定义： (4) 其中是测量均方根噪声功率，是已经通过线路耦合网络传递信号后的接收机的噪声带宽后。我们观察到W到是300千赫。每个数据位的能量是的定义： (5) 其中S是所接收到的均方根信号功率而比特率= 60比特/秒。 在图12中误码率p的预测值和测量值密切的对应关系

23、表明表明调制解调器包括它的同步电路的工作正常。B.大型多用途大厦 在第二组测试中，配电线被用于数据传输以及用于同步。该线分别位于不列颠哥伦比亚大学的电机大楼。各种在场的负载，包括工业机械，计算机，终端和办公设备。测量与噪声和误码率性能的连续目视观测在上周日和周一内延续了30小时内。在此期间，于接收器测量的背景噪声水平保持相对稳定。然而，脉冲噪声强度差异很大。在上周日下午2小时内许多电压瞬变发生，这可能是由于负载接通和关闭导致的。同时测量误码率增加了十倍以上，超过其在其他大部分时间内的测量值。 图13所示了在最好的，最差的，和典型的（平均值）表现期间内p的测量值。绘制p值相对的图表，其中是由平均

24、整个30小时的测试期间内（4）中的获得的。包括脉冲噪声和背景噪声在内的所有接收到的噪声，均被列入该平均值，并且包含两种类型的噪声的影响。在图13中的“最佳”结果适用于一段时间的不寻常的低脉冲噪声，期间内实际噪声密度小于。“平均”的结果适用于典型的表现期，其中包括在期间内的适量的脉冲噪声。当时，在异常沉重的脉冲噪声期间获得了“最坏”的结果。 p在平均执行期间的值被视为区别最好和表现最差值，其差值在10倍左右或更多。 还示出可供参考的，是坚实的曲线，其中Q（x）由（A-3）中所定义。我们的测量结果与这条曲线平行，如果噪声是高斯白噪声且有固定的密度，这将决定p的值。C.住宅公寓楼 测量和观察延续了2

25、4小时在上周二和周三内。发射器和接收器分别位于一间在约含30住宅单位的住宅公寓楼的套房中。图14示出了结果。p值再次相差很大，平均值和最差值之间相差高达1000倍和平均值和最好值之间差值也高达5倍。10分贝背景噪音电平和脉冲噪声电平下的变化引起了性能变化。综合过整个（24小时）试验期间的平均值和包括背景和脉冲噪声在内的影响，再次得到。D.更高的数据速率和模拟信号传输 调制解调器电路最近进行了修改，可以实现较高的发射机功率电平，模拟信号的传输，并且更加容易地选择数据速率、编码率和（方波）载波频率。在哥伦比亚大学电气工程大楼中，在最高达9600位/秒的不同标准的数据传输速率下测试得到了p的值。其中

26、， = 9.6 千比特/秒，= 14.4 千比特/秒，= 28.8 千赫兹，接受功率大概50毫瓦，在平均、最好、最差的期间p的值分别为 ,，和。位码错误常常发生临近60赫兹零点处，因为传输和接收代码序列的错位。这些偏差，部分来自于实际的60赫兹零交叉的区域杂散噪声引起的过零点处。 已被成功发送的3千赫兹带宽的模拟语音信号用的是上述和的值。六. 讨论测试结果 测试结果证实使用DS-PN调制与配电电路60赫兹零交叉同步的可行性。 在测试过程中的观察结果显示，大部分的错误源于噪声脉冲歪曲芯片的振幅，特别是当信号功率低的时候。脉冲噪声发生在其他的通信环境中，可通过使用脉冲噪声滤波器减小消除，除了这样的

27、过滤器，以我们的接收器也可以显著提高性能。图13和图14显示错码率在最好的和最差时期之间的差别平均在两个数量级左右。这些变化均犹如噪音水平分别相当于为3分贝的白噪声性能损失的性能不变的调制解调性能。 在图13和14中的平均性能曲线表示要求对于 p = ，= 12分贝（SNR= 15分贝）。在测试过程中观察到的峰值噪音水平表示0.25毫瓦的接收信号功率的要求（- 6毫瓦分贝）。一个典型的发射器将提供1瓦（30毫瓦分贝），这意味着发射器和接收机之间所允许衰减损耗不能超过36分贝。我们的测量表明，当发射器和接收器在一个配电变压器的同一侧时，损耗为6分贝，而当在变压器的两侧时，损耗为16分贝。因此，未

28、使用的功率余量就在于20和30分贝之间。利用在变压器次级的电容耦合，可提高低20 dB的余量，达到接近30分贝。20分贝余量意味着，对于M =1和p =，可以保持与位速率可以从60位/秒增加至6千比特/秒，并且，在9.6千比特/秒条件下的测试结果支持了这一说法。 用1 瓦的发射机=60位/秒，（A-2）表明，在p =条件下，我们目前的233的处理收益将支持大约22同时活跃的用户。任何数据传输速率的增加，需要减少M或增加，或两者兼而有之。增加，需要降低抖动，可能利用过零平均。例如，假设保证过零采样的统计独立性，一个2秒的平均会减少抖动标准偏差11倍。 表1列出了各种感兴趣的通信服务，以及典型的数据速率。有些服务涉及这既可以被数字化也可以直接以模拟形式传输的模拟信号。用于模拟传输，信噪比是再次由（A-1）乘以来近似，提供取代，其中是该消息的信号带宽。 在这种情况下，可以忽略不计的抖动 (6)并且，M= 1时正如预期： (7) (8) 允许的最大消息带宽将取决于所需的信噪比。= 6 千比特秒，= 3千赫兹，= 1时，根据配电变压器衰减水平，从我们前面的讨论得出，在表现评委期间的信噪比在15至25 分贝范围内。图13和图14所示，标称信噪比相对平均值有3分贝的变化。在许多情况下，有3分贝的变化接近的20分贝平均信噪比可以用于语