基于电压型脉宽调制控制技术的半桥式隔离开关电源设计

1、1 绪论随着电力电子技术的发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。11 直流稳压电源的发展直流稳压电源是电子、电器、自动化设备中最基本的部分。传统的转换方法设计制作的电源，其效率低，损耗大，温升高。加上多路电压输出，而各个电压的等级、质量要求又不相同时，使之传统的串联稳压式电源越来越难于得到解决。如图1-1所示的串联式线性稳压

2、电源，就属此类。 图1-1 晶体管串联式线性稳压电源当今计算机及自动化设备上大多数控制电源都向低压大电流，高效率，重量轻、体积小的方向发展。在这种要求面前首先得到发展的是晶体管串联式开关稳压电源，如图1-2所示。 图1-2 晶体管串联式开关稳压电源随着电力电子技术的发展，大功率开关晶体管、快恢复二极管及其它元器件的电压得到很大的提高，这为取消稳压电源中的工频变压器，发展高频开关电源创造了条件。由于它不需要工频变压器，故称无工频变压器开关式直流稳压电源。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和M

3、OSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。它使电源在小型化、轻量化、高效率等方面又迈进了一步。图1-3是无工频变压器的开关电源的方框图。 图1-3 无工频变压器的开关电源原理框图无工频变压器开关稳压电源，有如下的优点：1.效率高。一般在8090%以上。 2.体积小、重量轻，随着频率的提高，收效更显著。 3.稳压范围广，一般交流输入80265V，

4、负载作大幅度变化时，性能很好。 4.噪声低，声频在20kHz以上时，已是人耳听不到的超声波，而开关电源的工作频率一般都大于此频率； 5.性能灵活，通过输出隔离变压器，可得到低压大电流、高压小电流；一个开关控制的一路输入可得到多路输出以及同号、反号等输出； 6.电压维持时间长，为了适应交流停电时，计算机、现代自动化控制设备电源转换的需要，开关电源可在几十毫秒内保证仍有电压输出；7.可靠性大，当开关损坏时，也不会有危及负载的高电压出现。无工频变压器开关稳压电源的不足之处：1.输出纹波较大，约有10100mV的峰峰值； 2.脉冲宽度调制式的电路中，电压、电流变化率大；3.控制电路比较复杂，对元器件要

5、求高； 4.动态响应时间至少要大于一个开关周期，不如串联式晶体管线性稳压电源。12高频变压器的开关电源结构概述这类电源的共同特点是具有高频变压器、直流稳压是从变压器次级绕组的高频脉冲电压整流滤波而来。变压器原副方是隔离的，或是部分隔离的，而输入电压是直接从交流市电整流得到的高压直流。图1-4 高频变压器开关电源基本功能框图目前，用高频变压器的变换电路按其工作方式可分为五类，每类传输的功率也不相同，应用环境也稍有不同，如表 1-1所示：电路类型传输功率应用环境单端反激式变换器20100W小型仪器、仪表，家用电器等电源，自动化设备中的控制电源单端正激式变换器50200W小型仪器、仪表，家用电器等电

6、源，自动化设备中的控制电源推换式变换器100500W控制设备，计算机等电源半桥式变换器1005000W焊机，超声电源，计算机电源等全桥式变换器500W30kW焊机、高频感应加热，交换机等表 1-11. 3高频开关电源的组成与分类开关电源具有体积小、效率高等一系列优点，在各类电子产品中得到广泛的应用。但由于开关电源的控制电路比较复杂、输出纹波电压较高，所以开关电源的应用也受到一定的限制。电子装置小型轻量化的关键是供电电源的小型化，因此需要尽可能地降低电源电路中的损耗。开关电源中的调整管工作于开关状态，必然存在开关损耗，而且损耗的大小随开关频率的提高而增加。另一方面，开关电源中的变压器、电抗器等磁

7、性元件及电容元件的损耗，也随频率的提高而增加。目前市场上开关电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十kHz；采用MOSFET的开关电源转换频率可达几百kHz。为提高开关频率必须采用高速开关器件。对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路，这种工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度，原理上开关损耗为零，噪声也很小，这是提高开关电源工作频率的一种方式。采用谐振开关方式的兆赫级变换器已经实用化。开关电源的集成化与小型化已成为现实。然而，把功率开关管与控制电路都集成在同一芯片上，必须解决电隔离和热绝缘的问题。1.3.1 开关电源的基本构成开关电源采用功率半导体器件作为开关器件，通过周

8、期性间断工作，控制开关器件的占空比来调整输出电压。开关电源的基本构成如图1-3所示，其中DC/DC变换器进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有起动、过流与过压保护、噪声滤波等电路。输出采样电路检测输出电压变化，与基准电压Ur比较，误差电压经过放大及脉宽调制（PWM）电路，再经过驱动电路控制功率器件的占空比，从而达到调整输出电压大小的目的。DC/DC变换器有多种电路形式，常用的有工作波形为方波的PWM变换器以及工作波形为准正弦波的谐振型变换器。对于串联线性稳压电源，输出对输入的瞬态响应特性主要由调整管的频率特性决定。但对于开关型稳压电源，输入的瞬态变化比较多地表现在输出端。提高开关频率的

9、同时，由于反馈放大器的频率特性得到改善，开关电源的瞬态响应问题也能得到改善。负载变化瞬态响应主要由输出端LC滤波器特性决定，所以可以利用提高开关频率、降低输出滤波器LC乘积的方法来改善瞬态响应特性。1.3.2 开关型稳压电源的分类开关型稳压电源的电路结构有多种：（1）按驱动方式分，有自励式和他励式。（2）按DC/DC变换器的工作方式分：单端正激式和反激式、推挽式、半桥式、全桥式等；降压型、升压型和升降压型等。（3）按电路组成分，有谐振型和非谐振型。（4）按控制方式分：脉冲宽度调制(PWM)式；脉冲频率调制(PFM)式；PWM与PFM混合式。（5）按电源是否隔离和反馈控制信号耦合方式分，有隔离式

10、、非隔离式和变压器耦合式、光电耦合式等。以上这些方式的组合可构成多种方式的开关型稳压电源。14 开关电源技术的发展动向开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。(1)高频化技术：开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，随着开关频率的提高，开关变换器的体积也随之减少，功率密度也得到大幅提升，动态响应得到改善。小功率 DC-DC 变换器的开关频率将上升到 MHz。但随着开关频率的不断提高，开关元件和无源元件损耗的增加、高频寄生参数以及高频 EMI 等新的问题也将随之产生。(2)软开关技术：为提高变换器的变换效率，各种软开关技术应用而生，具有代表性的是无源软开关技术和有源软开关技

11、术，主要包括零电压开关/零电流开关(ZVS/ZCS)谐振、准谐振、零电压/零电流脉宽调制技术(ZVS/ZCS-PWM)以及零电压过渡/零电流过渡脉宽调制(ZVT/ZCT-PWM)技术等。采用软开关技术可以有效的降低开关损耗和开关应力，有助于变换器变换效率的提高。(3)功率因数校正技术(PFC)：目前 PFC 技术主要分为有源 PFC 技术和无源 PFC 技术两大类，采用 PFC 技术可以提高 AC-DC 变化器输入端功率因数，减少对电网的谐波污染。(4)模块化技术：模块化是开关电源发展的总体趋势，采用模块化技术可以满足分布式电源系统的需要，提高系统的可靠性。(5)低输出电压技术：随着半导体制造

12、技术的不断发展，微处理器和便携式电子设备的工作越来越低，这就要求未来的 DC-DC 变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的供电要求。电力电子技术的不断创新，使开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度，就必须走技术创新之路。15 本课题研究的内容和意义1.5.1 研究内容近几年来,为了进一步提高矿山作业安全系数,改善矿山工人的工作环境,国家有关部门规定,矿山井下架线电机车必须配备低压照明、喇叭、载波通讯、司控道岔、脉冲调速器、防追尾信号等成套设备。在此种环境下，多用输出直流电压为12V或24V，这一规定使得架线电机车必须配备低压直流稳压电源。本课题主要是

13、研究落差比较大的dc-dc变换器，所谓落差大是指输入和输出的落差比较大，输入约直流550-800V，而输出为直流24V要求做到输入电压在一定范围内变化时输出基本不变，也就是说靠改变占空比调节输出的效果要好，适当改变负载也能使输出基本保持不变，具有过电流保护的功能并且能够设定电流保护阀值。因为输入为直流高电压为保护起鉴采用继电联锁结构启动并有装机的过程；因为要求落差大体积小所以采用高频隔离变压器，势必要解决谐波干扰所造成的各种损耗，尤其是开关管的开关损耗，变压器的铁耗铜耗，优化设计提高效率。具体电路根据大电压落差DC/DC变换的要求及特点，本文采用SG3525电压控制模式控制器，设计了一种基于电

14、压型脉宽调制控制技术的半桥式隔离开关电源。其输入电压为直流600V，输出电压为直流24V，最大输出电流10A，工作频率50kHz。1.5.2 研究意义落差比较大的dc-dc电源变换器，应用在比较特殊的场合，如煤矿下采煤车的照明，直接利用高压直流供电点电源转换为所需的24V直流电，省去矿下单独走线，减少投入，提高利用率降低危险。采用PWM方式作控制简单易行效果明显；采用高频可减小体积提高空间利用率。本文针对具体问题提出了一种利用半桥式高频开关电源解决大电压落差的新型DC/DC变换方式，此种设计方法可以应用于工程实际中，并且其高稳定性、高效率、高可靠性、低干扰等特点使得此种方式的应用前景十分乐观。

15、此种设计思想不仅可以应用于落差达到20至35倍情况下，而且可以被用于更高落差的变换电路中。2DC/DC变换器DC/DC变换器广泛应用于便携装置（如笔记本计算机、蜂窝电话、寻呼机、PDA等）中。它有两种类型，即线性变换器和开关变换器。开关变换器因具有效率高、灵活的正负极性和升降压方式的特点，而备受人们的青睐。开关稳压器利用无源磁性元件和电容电路元件的能量存储特性，从输入电压源获取分离的能量，暂时地把能量以磁场形式存储在电感器中，或以电场形式存储在电容器中，然后将能量转换到负载，实现DC/DC变换。实现能量从源到负载的变换需要复杂的控制技术。现在，大多数采用PWM（脉冲宽度调制）技术。从输入电源提

16、取的能量随脉宽变化，在一固定周期内保持平均能量转换。PWM的占空因数（）是“Ton”时间（Ton，从电源提取能量的时间）与总开关周期（T）之比。对于开关稳压器，其稳定的输出电压正比于PWM占空因数，而且控制环路利用“大信号”占空因数做为对电源开关的控制信号。 21开关频率和储能元件DC/DC变换器中，功率开关和储能元件的物理尺寸直接受工作频率影响。磁性元件所耦合的功率是：P（L）=1/2（LI2f）。随着频率的提高，为保持恒定的功率所要求的电感相应地减小。由于电感与磁性材料的面积和线匝数有关，所以可以减小电感器的物理尺寸。 电容元件所耦合的功率是：P(c)=1/2(CV2f)，所以储能电容器可

17、实现类似的尺寸减小。元件尺寸的减小对于电源设计人员和系统设计人员来说都是非常重要的，可使得开关电源占用较小的体积和印刷电路板面积。 22开关变换器拓扑结构开关变换器的拓扑结构系指能用于转换、控制和调节输入电压的功率开关元件和储能元件的不同配置。很多不同的开关稳压器拓扑结构可分为两种基本类型：非隔离型（在工作期间输入源和输出负载共用一个共同的电流通路）和隔离型（能量转换是用一个相互耦合磁性元件（变压器）来实现的，而且从源到负载的耦合是借助于磁通而不是共同的电器）。变换器拓扑结构是根据系统造价、性能指标和输入线/输出负载特性诸因素选定的。2.2.1非隔离开关变换器对于输入与输出电压不需隔离，只用一

18、个工作开关和L、D、C组成的变换器电路最基本非隔离开关稳压器拓扑结构的为如下三种： （1）降压变换器（buck converter）；（2）升压变换器（boost converter）；（3）降、升压变换器（buck-boost converter）。其原理电路如图2-1所示。图2-1 无隔离的DCDC变换电路（1） 降压变换器（buck converter）降压变换器将一输入电压变换成一较低的稳定输出电压。输出电压（Vout）和输入电压（Vin）的关系为：Vout/Vin=（占空因数）VinVout1) 在开关VT导通期间2）在开关VT截止期间 3)电感电流的平均值计算 a） 电路拓扑 b）

19、工作波形图2-2 Buck converter4）输出电压纹波值的计算 （2）升压变换器（boost converter）升压变换器将一输入电压变换成一较高的稳定输出电压。输出电压和输入电压的关系为：Vout/Vin=1/（1-）Vin1)在ton期间2)在toff期间3)负载电流的平均值 I0a）电路拓扑 b）工作波形图2-3 Boost converter4)输入电流的平均值I15)输出电压 U0的纹波计算（3）降、升压变换器（buck-boost converter）降、升压变换器将一输入电压变换成一较低反相输出电压。输出电压与输入电压的关系为： Vout/Vin=-/（1-），其中Vi

20、n|Vout|。图2-4 BuckBoost converter图2-5 Buck-Boost converter工作波形图=2.2.2隔离开关变换器有很多隔离开关变换器拓扑结构，但其中四种比较通用，它们是：单端反激式变换器、单端正激式变换器、半桥式变换器、全桥式变换器。在这些电路中，从输入电源到负载的能量转换是通过一个变压器或其他磁通耦合磁性元件实现的。1. 单端反激式变换器单端反激式变换器将一输入电压变换成一稳定的取决于变压器匝数比的较低值或较高值输出电压。输出电压与输入电压的关系式为：Vout/Vin=（1/N）（/（1-）VinVout或Vin式中N为变压器匝数比。（一）工作原理分析1

21、）在开关VT导通期间： 图2-6 单端反激式变换器2）在开关VT截止期间（二）单端反激式变换器也有三种工作状态1) 磁通临界连续的工作情况： 2) 磁通临界不连续的工作情况3) 磁通连续的工作情况（三）Uin与导通比t的对应关系即是输入电压最高时，相应的导通比是最小，输入电压最低时，相应的导通比是最大。因此，输入电压与导通比是一一对应，相互制约的。运行中由于闭环调节，这种相互适应是自动的。但必须指出的是，由控制电路振荡器和PWM门闩电路本身固有的最大最小导通比，一定要与运行条件所需的最大最小导通比不矛盾，否则就会失调。（四）磁通复位问题为了不致于出现磁路饱和每个开关周期工作磁通都能复位，因此：

22、 1）单端反激式变换器开关变压器的铁芯都带有气隙 。2）原方绕组电流实现脉冲限流控制。 2. 单端正激式变换器正向隔离变换器将一输入电压变换成一稳定的取决于变压器匝数比的较低值或较高值输出电压。输出电压和输入电压关系为：Vout/Vin=（1/N）VinVout或Vin图2-7 正激式变换器的原理电路图图2-8 正激式变压器等效电路3. 半桥式变换器(一) 工作原理 图2-9 半桥式变换器原理电路 图2-10 半桥式变换器的工作波形图2-11 串联电容半桥式变换器原理电路（a）串联电容前交流电压，斜格面积表示A1、A2的伏秒值不平衡波形（b）串联电容、变压器原边的伏秒值得到了平衡图图2-12

23、变压器原边串联电容后的工作波形(二) 串联耦合电容C3的选择4 全桥式变换器图2-13 全桥式变换器主电路图2-14 全桥式变换器的工作波形3DC/DC变换器的控制如果DC/DC开关变换电路的输入电压是一个平直的直流电压，在开关接通的占空比为常数的情况下，输出电压除了直流分量外，仅包括开关频率及其倍数次的谐波。在应用中，必须将这些谐波用无源滤波器滤除。因为谐波频率越高，滤波越简单，无源滤波器越小，因此，在DC/DC开关变换电路中，开关频率往往较高。如果DC/DC开关变换电路的输入电压不是一个平直的直流电压，例如，可以是工频整流后的直流电压（包含100Hz或300Hz的谐波），在开关接通的占空比

24、为常数的情况下，输出电压除了直流分量外和开关频率及其倍数次的谐波外，还包括100Hz或300Hz的谐波。因为这些谐波频率较低，很难用无源滤波器滤除。在应用中，可用脉冲宽度调制（PWM）或脉冲频率调制（PFM）的方法将这些谐波滤除。所谓脉冲宽度调制的方法是一种在整个工作过程中开关频率不变而开关接通的时间按照要求变化的方法。所谓脉冲频率调制的方法是一种在整个工作过程中开关接通的时间不变而开关频率按照要求变化的方法。用这两种方法，都可以改变开关接通的占空比，从而改变输入和输出之间的关系。因为在脉冲频率调制（PFM）的方法中，输出电压中的谐波频率随开关接通的占空比的变化而变化，所以输出滤波较难；而用脉

25、冲宽度调制（PWM）方法时，输出电压中的谐波频率恒定，输出滤波较容易。因此，在DC/DC开关变换电路常用的控制方法是脉冲宽度调制（PWM）方法。31 PWM变换器脉冲宽度调制（PWM）变换器就是通过重复通/断开关工作方式把一种直流电压（电流）变换为高频方波电压（电流），再经过整流平波后变为另一种直流电压输出。PWM变换器有功率开关管、整流二极管及滤波电路等元器件组成。输入输出间需要进行电气隔离时，可采用变压器进行隔离和升降压。由于开关工作频率的提高，滤波电感L，变压器T等磁性元件以及滤波电容C等都可以小型化。对于PWM变换器，加在开关管S两端的电压us及通过S的电流Is的波形近似为方波。占空比

26、的定义式为：TonTs；或ToffTs。式中Ts开关工作周期；Ton一个开关周期内导通时间；Toff一个开关周期内断开时间；对于这种变换器，有两种工作方式。一种是保持开关工作周期Ts不变，控制开关导通时间ton的脉冲宽度调制（PWM）方式，另一种是保持导通时间ton不变，改变开关工作周期Ts的脉冲频率调制（PFM）方式。32PWM控制技术典型的脉宽调制型方框图如图3-1所示。说明：A 市电，B 输出，C 控制回路，1市电直接整流滤波，2高频变换，3二次整流滤波， 4脉宽调制，5比较， 6基准。 图3-1脉宽调制型方框图50Hz工频的市电经初始整流滤波后转换成直流电送入高频变换器中,高频变换器将

27、此不稳定的直流电逆变成高频矩形脉冲电压送入二次整流滤波器中,而后得到平滑的直流电压供给负载。该电路中高频变换器是开关稳压电源的中心。其稳压原理为:当负载变化或输入电网电压升高而引起输出电压轻微上升时,控制回路可以使高频变换器输出矩形波宽度变窄,从而使开关稳压电源的输入电压下降,直至恢复到设定值。反之,当电网电压降低等原因引起输出电压下降时,控制回路可以使高频变换器输出矩形波展宽,使输出电压上升,直至恢复到额定值,达到稳压的目的。高频变换器输出波形变化如图3-2所示。 控制开关DC/DC变换器的反馈回路和稳压特性有两种方法：电压模式控制和电流模式控制。在电压模式控制中，变换器的占空因数正比于实际

28、输出电压与理想输出电压之间的误差差值；在电流模式控制中，占空因数正比于额定输出电压与变换器控制电流函数之间的误差差值。控制电流可以是非隔离拓扑结构中的开关电流或隔离拓扑结构中的变压器初级电流。说明:A输出正常时B输出上升时C输出下降时。图3-2脉宽调制型输出波形3.2.1 PWM电压模式控制电压模式控制只响应（调节变换器的占空因数）输出（负载）电压的变化。这意味着变换器为了响应负载电流或输入线电压的变化，它必须“等待”负载电压（负载调整）的相应变化。这种等待/延迟会影响变换器的稳压特性，通常“等待”是一个或多个开关周期。负载或输入电压扰动会产生相应（尽管不一定成比例）的输出电压干扰。如图3-3

29、所示为电压型控制原理图。图3-3 电压型控制原理图在此电路中，A1是环路误差放大器，A2是PWM比较器，A3是输出驱动器（与功率开关的接口）。斜波振荡器提供输出电压VOSC，VOSC在变换器开关周期Ts期间从OV到某最大值（对应于最大占空因数）呈线性斜波。误差放大器对精密温度补偿基准（VREF）和变换器输出电压分量Vout之间的差值进行比较。A1的输出VE正比于基准电压和Vout之间的差值。假若输出电压为零，则A1的输出为其最大值，此最大值与振荡器输出斜波最大值相同。当在PWM比较器A2的输入存在这种条件时，则A2的输出电压在变换器整个开关周期中保持在最大值。所以，当Vout为最小值时，占空因

30、数是在其最大值。假若实际的输出电压超过Vout的调整范围，则A1的输出将为（或接近）零。在这种条件下，A2的输出在整个开关周期期间将保持在其最小值。输出电压和变换器占空因数之间的反比关系（即输出电压太低会产生最大占空因数，输出电压太高会产生最小占空因数）为变换器的控制环路提供稳定的反馈机构。3.2.2 PWM电流模式控制针对上述电压型控制的缺点,最近几年发展起来了电流型控制技术。与电压型PWM比较，电流型PWM控制在保留了输出电压反馈控制外，又增加了一个电感电流反馈环节，并以此电流反馈作为PWM所必须的斜坡函数。图3-4电流型控制原理图电流控制型开关电源是一个一阶系统,一个无条件稳定系统。由于

31、它只有单个极点,因此很容易得到大的开环特性和完善的小信号和大信号特性。目前较为流行使用的电流控制型开关变换器正是由传统的电压控制型的基础上,增加电流反馈环,使其成为一个双环控制系统,让电感上的电流不再是一个独立的变量,从而使开关变换器的二阶模型中去掉了电感电流而成为一个一阶系统。图3-4所示为电流型控制的原理图。电流控制型开关变换器是一个双环控制系统。它有一个内环电流控制环,还有一个外环电压控制环。图3-4中,当开关管导通时,流经电阻Rs的电流Ids与流过输出滤波电感Lf的电流If成正比。从输出采样的电压信号加至误差放大器的反相输入端,正相输入端为基准电压,其误差经放大后的电压Ve加到下一级P

32、WM比较器的反相端,当加在比较器正相端的正比于Ids的电流取样信号Vs(三角波,其频率为开关频率)升至Ve时,比较器输出端输出一个正脉冲加至锁存器的复位端,锁存器的反相端输出便使得开关管截止。当Vo发生变化导致Ve变化,或Io变化导致Vs变化时,便使比较器输出脉冲相对于时钟脉冲在时间上提前或滞后,从而改变了开关管的占空比实现PWM,以达到稳定输出电压的目的。因此,变换器的内环是一个恒流源,而整个电流型开关变换器则可看作是一个电压控制电流模式控制把变换器分成两条控制环路电流控制通过内部控制环路而电压控制通过外部控制环路。其结果在逐个开关脉冲上不仅仅可以响应负载电压的变化而且也可响应电流的变化。3

33、.2.3 PWM控制方式选择策略电流模式控制和电压模式控制一样在输出电压与占空因数之间具有相同的反比关系。但在中小功率的电源中，电流型PWM控制是大量采用的方法，电流控制型较电压控制型还具有如下的特点：外（电压）控制环路设置阈值，而在阈值内内（电流）环路调整开关或初级电路中的峰值电流。由于输出电流正比于开关或初级电流，所以在逐个脉冲上控制输出电流，比电压型控制更快，不会因过流而使开关管损坏，大大减小过载与短路的保护；优良的电网电压调整率；迅捷的瞬态响应；环路稳定，易补偿；纹波比电压控制型小得多。生产实践表明电流控制型的50W开关电源的输出纹波在25mV左右，远优于电压控制型，从而电流模式控制具

34、有比电压模式控制更优越的电源电压和负载调整特性。硬开关技术因开关损耗的限制，开关频率一般在350kHz以下，软开关技术是应用谐振原理，使开关器件在零电压或零电流状态下通断，实现开关损耗为零，从而可将开关频率提高到兆赫级水平，这种应用软开关技术的变换器综合了PWM变换器和谐振变换器两者的优点，接近理想的特性，如低开关损耗、恒频控制、合适的储能元件尺寸、较宽的控制范围及负载范围，但是此项技术主要应用于大功率电源，中小功率电源中仍以PWM技术为主。4PWM控制芯片SG3525 41 SG3525芯片结构电压调节芯片SG3525是一种性能优良，功能全面及通用性强的集成PWM电压控制芯片。它具有振荡器外

35、同步，内置基准电压源，死区调节，PWM锁存器以及输出级的最佳设计等特点。(a)基准电压调整器基准电压调整器是输出为5.1V,50mA,有短路保护的电压调整器。它供给所有内部电路,同时又可作为外部基准参考电压。(b)振荡器振荡器的充电回路由CT,RT构成,电阻RD作为放电电阻,改变充电电容的大小即可改变锯齿波的频率,此频率也就是振荡器的振荡频率。此电路中,放电电阻较小,所以形成的锯齿波波形后沿较陡。(c)误差放大器及补偿输入误差放大器是差动输入的放大器,本电路可以不用,仅在补偿端引入幅值可调的直流调制信号Ur。(d)锁存器比较器的输出送到锁存器。锁存器由关闭电路置位,由振荡器输出时间脉冲复位。这

36、样,当关闭电路动作,即使过流信号立即消失,锁存器也可维持一个周期的关闭控制,直到下一周期时钟信号使锁存器复位为止。另外,由于PWM锁存器对比较器来的置位信号锁存,将系统所有的跳动和振荡信号消除了。只有在下一个时钟周期才能重新置位,有利于提高可靠性,经过锁存器后的输出为PWM。此外,SG3525还有欠压锁定电路,闭锁控制电路,软起动电路。42 SG3525的工作原理作为开关电源控制级的核心部件是PWM脉宽调制电路SG3525，其振荡器产生的锯齿波信号由Ct、Rt所组成的振荡电路产生,锯齿波振荡频率为。 在用集成控制芯片SG3525组成的直流驱动器中，如输出电压变高，加到SG3525误差放大器反相

37、端的采样反馈信号也要升高，而误差放大器的同相端加的基准电压不变，所以误差放大器输出的电压降低，PWM锁存器输出(S为1时)的脉冲宽度将增加，外接的功率MOS管的开通时间Ton将减少，从而使输出电压回降到原稳定值；反之亦然，即输出电压变低时，通过反馈闭环作用，功率MOS管的开通时间Ton增大,从而使输出电压回升到原稳定值。它采用16 脚双列直插塑料封装形式。其内部电原理图如图4-1 所示。各关键点时序波形如图4-2所示。其中，脚16为SG3525的基准电压源输出，精度可以达到（5.11）V，采用了温度补偿，而且设有过流保护电路。脚5，脚6，脚7内有一个双门限比较器，内电容充放电电路，加上外接的电

38、阻电容电路共同构成SG3525的振荡器。振荡器还设有外同步输入端(脚3)。脚1及脚2分别为芯片内误差放大器的反相输入端、同相输入端。该放大器是一个两级差分放大器，直流开环增益为70dB左右。根据系统的动态、静态特性要求，在误差放大器的输出脚9和脚1之间一般要添加适当的反馈补偿网络。从图4-1 可见，15脚为电源输入端，其启动电压为8V以上。当电压从8V降低至 7.5V时，欠压锁定电路开始工作。输出端11和14脚无脉冲输出。当15脚建立正常工作电压后，其内部即建立恒压源和恒流源，为其内部电路正常工作提供能源。通过5、6脚外接定时元件以及7脚放电端，使5脚产生锯齿波信号，加于内部比较器的输入端。当

39、误差放大器输出端9脚电压上升时，比较器输出的脉冲宽度变窄，11或14脚输出的脉冲宽度反而变宽；当误差放大器输出端9脚电压下降时，情况与上述相反。作为载波信号Ut,调制信号由9脚输入,此调制信号由可调电位器RP上的电压信号Ur和外加的给定信号Ug叠加而成,RP上的电压信号用于确定脉宽调制波的初始占空比,Ug可正可负,用于控制逆变器输出电压的大小和极性,要改变输出脉冲PWM(即Uo的波形)的占空比,只要改变调制信号Ur的电压大小即可实现。2脚接基准电压，1脚为输出电压取样端。当1脚电压升高时，经误差放大9脚电压下降；反之，9脚电压上升。 脚上电压的上升和下降，最终都表现在11、14脚输出脉冲的宽窄

40、变化上，以实现电路的自动稳压调节。10脚为检测输入端，即可用作过流检测也可用作过压检测。当10脚输入高电位时，将关闭11、14脚的脉冲输出。以保护开关管不受损坏。由于SG3525能输出两路占空比相等，且相位相差180的驱动信号，所以适合于用来实现对非隔离型PWM三电平变换器的控制。 有一点需要注意的是，SG3525只能输出占空比50的驱动信号，所以只能实现非隔离型三电平变换器的占空比50的工作要求，则不能将SG3525的输出直接驱动开关管，而必须附加一些环节。SG3525的工作频率很宽，适合在100Hz400kHz的宽频带内工作。ihfedcbaa图4-1 SG3525原理图.图4-2 SG3

41、525关键电时序波形5开关电源的电磁干扰51 开关电源电磁干扰的产生机理开关电源产生的干扰,按噪声干扰源种类来分,可分为尖峰干扰和谐波干扰两种;若按耦合通路来分,可分为传导干扰和辐射干扰两种。现在按噪声干扰源来分别说明：1、二极管的反向恢复时间引起的干扰 高频整流回路中的整流二极管正向导通时有较大的正向电流流过,在其受反偏电压而转向截止时,由于PN结中有较多的载流子积累,因而在载流子消失之前的一段时间里,电流会反向流动,致使载流子消失的反向恢复电流急剧减少而发生很大的电流变化(di/dt)。2、开关管工作时产生的谐波干扰功率开关管在导通时流过较大的脉冲电流。例如正激型、推挽型和桥式变换器的输入

42、电流波形在阻性负载时近似为矩形波,其中含有丰富的高次谐波分量。当采用零电流、零电压开关时,这种谐波干扰将会很小。另外,功率开关管在截止期间,高频变压器绕组漏感引起的电流突变,也会产生尖峰干扰。3、交流输入回路产生的干扰无工频变压器的开关电源输入端整流管在反向恢复期间会引起高频衰减振荡产生干扰。开关电源产生的尖峰干扰和谐波干扰能量,通过开关电源的输入输出线传播出去而形成的干扰称之为传导干扰；而谐波和寄生振荡的能量,通过输入输出线传播时,都会在空间产生电场和磁场。这种通过电磁辐射产生的干扰称为辐射干扰。4、其他原因元器件的寄生参数，开关电源的原理图设计不够完美，印刷线路板（PCB）走线通常采用手工

43、布置，具有很大的随意性，PCB的近场干扰大，并且印刷板上器件的安装、放置，以及方位的不合理都会造成EMI干扰。52 开关电源EMI的特点作为工作于开关状态的能量转换装置，开关电源的电压、电流变化率很高，产生的干扰强度较大；干扰源主要集中在功率开关期间以及与之相连的散热器和高平变压器，相对于数字电路干扰源的位置较为清楚；开关频率不高（从几十千赫和数兆赫兹），主要的干扰形式是传导干扰和近场干扰;而印刷线路板(PCB)走线通常采用手工布线,具有更大的随意性,这增加了PCB分布参数的提取和近场干扰估计的难度。53 EMI测试技术目前诊断差模共模干扰的三种方法：射频电流探头、差模抑制网络、噪声分离网络。

44、用射频电流探头是测量差模 共模干扰最简单的方法，但测量结果与标准限值比较要经过较复杂的换算。差模抑制网络结构简单（见图5-1），测量结果可直接与标准限值比较，但只能测量共模干扰。噪声分离网络是最理想的方法，但其关键部件变压器的制造要求很高。图5-1 差模抑制网络 图5-2 电磁干扰源与耦合途径模型54 抑制干扰的几种措施形成电磁干扰的三要素是干扰源、传播途径和受扰设备。因而,抑制电磁干扰也应该从这三方面着手。首先应该抑制干扰源,直接消除干扰原因;其次是消除干扰源和受扰设备之间的耦合和辐射,切断电磁干扰的传播途径（见图5-2）;第三是提高受扰设备的抗扰能力,减低其对噪声的敏感度。目前抑制干扰的几

45、种措施基本上都是用切断电磁干扰源和受扰设备之间的耦合通道，它们确是行之有效的办法。常用的方法是屏蔽、接地和滤波。采用屏蔽技术可以有效地抑制开关电源的电磁辐射干扰。例如,功率开关管和输出二极管通常有较大的功率损耗,为了散热往往需要安装散热器或直接安装在电源底板上。器件安装时需要导热性能好的绝缘片进行绝缘,这就使器件与底板和散热器之间产生了分布电容,开关电源的底板是交流电源的地线,因而通过器件与底板之间的分布电容将电磁干扰耦合到交流输入端产生共模干扰,解决这个问题的办法是采用两层绝缘片之间夹一层屏蔽片,并把屏蔽片接到直流地上,割断了射频干扰向输入电网传播的途径。为了抑制开关电源产生的辐射,电磁干扰

46、对其他电子设备的影响,可完全按照对磁场屏蔽的方法来加工屏蔽罩,然后将整个屏蔽罩与系统的机壳和地连接为一体,就能对电磁场进行有效的屏蔽。电源某些部分与大地相连可以起到抑制干扰的作用。例如,静电屏蔽层接地可以抑制变化电场的干扰;电磁屏蔽用的导体原则上可以不接地,但不接地的屏蔽导体时常增强静电耦合而产生所谓“负静电屏蔽”效应,所以仍以接地为好,这样使电磁屏蔽能同时发挥静电屏蔽的作用。电路的公共参考点与大地相连,可为信号回路提供稳定的参考电位。因此,系统中的安全保护地线、屏蔽接地线和公共参考地线各自形成接地母线后,最终都与大地相连。本电路系统设计中应遵循“一点接地”的原则,如果形成多点接地,会出现闭合

47、的接地环路,当磁力线穿过该回路时将产生磁感应噪声,实际上很难实现“一点接地”。因此,为降低接地阻抗,消除分布电容的影响而采取平面式或多点接地,利用一个导电平面(底板或多层印制板电路的导电平面层等)作为参考地,需要接地的各部分就近接到该参考地上。为进一步减小接地回路的压降,可用旁路电容减少返回电流的幅值。在低频和高频共存的电路系统中,应分别将低频电路、高频电路、功率电路的地线单独连接后,再连接到公共参考点上。滤波是抑制传导干扰的一种很好的办法。例如,在电源输入端接上滤波器,可以抑制开关电源产生并向电网反馈的干扰,也可以抑制来自电网的噪声对电源本身的侵害。在滤波电路中,还采用很多专用的滤波元件,如

48、穿心电容器、三端电容器、铁氧体磁环,它们能够改善电路的滤波特性。恰当地设计或选择滤波器,并正确地安装和使用滤波器,是抗干扰技术的重要组成部分。 图5-3 EMI滤波器 图 5-4 EMI滤波器接入前后的电路EMI滤波技术是一种抑制尖脉冲干扰的有效措施,可以滤除多种原因产生的传导干扰。图5-3是一种由电容、电感组成的EMI滤波器,接在开关电源的输入端。电路中,C1、C5是高频旁路电容,用于滤除两输入电源线间的差模干扰;L1与C2、C4;L2与C3、C4组成共模干扰滤波环节,用于滤除电源线与地之间非对称的共模干扰;L3、L4的初次级匝数相等、极性相反,交流电流在磁芯中产生的磁通相反,因而可有效地抑

49、制共模干扰。测试表明,只要适当选择元器件的参数,便可较好地抑制开关电源产生的传导干扰。6 大电压落差DC/DC高频开关电源的设计采用SG3525 PWM芯片作为高频开关电源变换器的控制核心，通过调节占空比来实现对输出电压的控制；采用功率元件MOSFET或IGBT作为主回路开关器件并采用高频隔离变压器作为电能转换器件，进而控制主电路的输入与输出比。主电路高压侧采用半桥形式并用电容分压以降低加在变压器原边的电压，从而可合理的设计变压器变比，在最大限度内降低变压器铁耗和铜耗时使输入输出电压落差达到2035倍变换。整体采用电压闭环的控制方式使得输出稳定直流电压24V，效率大于等于90%。6 1 DC/

50、DC变换器控制方案DC/DC变换器的控制框图如图6-1所示。控制电路是以集成电路SG3525为核心,由SG3525输出的两路50kHz的驱动信号，经图腾柱驱动电路和隔离脉冲变压器加在功率开关管Q1和Q2的门极上。为保持DC/DC变换器输出电压的稳定，将检测到的输出电压适当分压后与芯片内给定的基准电压进行比较，该误差电压经比例积分P1调节后控制SG3525输出驱动信号的占空比从而控制输出电压在一定的范围内。该控制电路还具有过流过压的保护功能。当检测到DC/DC变换器输出电流过大时，经采样电阻采样小电压信号并进行多级放大与给定基准电压比较输出高电平封锁SG3525的脉冲输出信号从而切断控制电路；当

51、输出电压过高时反馈的电压过高,SG3525将减小门极脉冲的宽度，降低输出电压。图6-1DC/DC变换器的控制框图62 基于SG3525的半桥式开关电源的原理图6-2是采用SG3525为控制器的半桥式开关稳压电源的电路图。其基本工作原理：它可分为直流输入,逆变和高频整流滤波三个环节，电网电压经电感滤去杂波得到约600V的直流电压作为主回路输入电压； PWM控制芯片SG3525输出50KHz脉冲信号经过信号驱动电路加在功率MOSFET管的门极，从而驱动两个开关管交替导通和关断，使高频隔离变压器原级得到一交流电压，变压器输出电压再经桥氏整流电容电感滤波后可获得直流电压24V电压。6.3基于SG352

52、5半桥式大电压落差DC/DC高频开关电源的设计6.3.1 开关电源部分的设计要点 开关电源部分的设计要点：(1)开关电源部分原理 主电路由EMI电磁兼容装置、整流电路、逆变电路、高频变压器、高频整流及高频滤波电路组成；控制电路由电流、电压双闭环组成，电流环为内环，电压环为外环；保护电路设置有初级最大电流限制、输出过流、短路保护、最高输出电压限制。 (2)基本要求 脉冲开关电源除应具有一般电源的要求外，还要求短时输出功率大，动态特性好，效率高，并在大功率脉冲输出情况下能稳定可靠地工作。6.3.2 本开关电源电路设计包含的方面开关电源电路的设计包括以下几方面：一、主电路1、逆变：将直流电变为高频交

53、流电，这是高频开关电源的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。2、输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。二、控制电路一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频率或脉宽，达到输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的资料，经保护电路鉴别，提供控制电路对整机进行各种保护措施。三、检测电路提供保护电路中正在运行中各种参数。6.3.3 主电路的结构、特点与设计(一)半桥式开关电源电路结构及特点半桥开关稳压电源主电路原理图见图6-3。这种电路中采用两个开关管轮流导通，开关变压器上的电压为正负半周对称的纯交流脉冲，没有直流成分，不会因偏磁而导致开关变压器磁

54、芯饱和。与单端式开关电源相比，开关变压器的主要作用已不再是储能而是传递能量，副边脉冲电压幅度也大于输出直流电压且与输入电压成比例，输出端的储能电抗器 L. 是必不可少的，否则无法实现稳压功能。由于开关变压器使用闭合磁芯且四象限运行，体积做得比单端式电路更小，效率也更高。此外，对开关管等关键元器件的耐压要求降低了，一般大于400V 即可，而单端式开关电源的开关管耐压要求800至900V。按现有元器件条件，这种电路结构适合于制作输出功率在150至700W的稳压电源，且技术成熟，专用的 PWM 集成电路很多（TL494/495,SG3524/3525等）。图6-3 半桥开关稳压电源主电路原理图本设计

55、主电路半桥型逆变电路是由功率MOSFET管MOS1和MOS2组成，高频逆变变压器初级分别接电容C17 、C18 的中点和开关管MOS1和MOS2的中点，电容C17 、C18 的中点电压为U2，MOS1和MOS2交替触发导通，使变压器一次侧形成幅值为U2的交流电压。改变开关导通的占空比，即能改变变压器二次侧整流输出平均电压U0的值当MOS1导通时，二极管RECT1和RECT4导通；MOS2导通时二极管RECT2和RECT3导通；当MOS1或MOS2导通时，电感INDU1的电流逐渐上升，当四个二极管都关断时，电感中的电流逐渐下降由于电容的隔直作用，半桥型开关电路对由于两管开关导通时间不对称而造成变压器一次侧的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁现象。由于SG3525中存在死区时间，所以不存在由于MOS1和MOS2共同导通而损坏功率管的情况。此外，在半桥式变换器电路中，变压器的初级在整个周期中都流过电流，磁芯利用得更加充分，半桥式变换器电路克服了推挽式电路的缺点，它在电路中所使用的功率开关管的耐压要求较低，绝不会超过线路峰值电压，其次功率开关管的饱和压降也减小到最小，不再是重要影响因素，再者，对其输入滤波电容使用电压要求也较低，但在半桥式变换器电路中，高频变压器上的施加的电压只有输