转速、电流双闭环不可逆V-M直流调速系统设计与仿真2

1、 运 动 控 制 系 统 大 作 业 转速、电流双闭环不可逆V-M直流调速系统的设计与仿真院（部）： 电子信息与电气工程学院 专业班级： 2013级自动化（专升本） 学生姓名： xxxxxxxx 学生学号： xxxxxxxxxx 指导教师姓名： 雷慧杰 指导教师职称： 讲师 2014 年 12月1目 录摘 要I第1章 绪论11.1 研究课题的目的和意义11.2 技术要求11.3 设计内容11.4 技术数据2第2章 直流拖动控制系统总体设计22.1 整体设计22.2 主电路32.3 双闭环直流调速系统的静特性42.4 闭环调速系统52.4.1 双闭环调速系统电路原理图62.4.2 双闭环直流调速

2、系统的稳态结构图72.4.3 双闭环直流调速系统数学模型7第3章 主电路元部件及参数计算83.1 整流变压器容量计算83.1.1 次级电压U283.1.2 次级电流I2和变压器容量103.2 晶闸管的电流及电压定额计算103.2.1 晶闸管额定电压UTN103.2.2 晶闸管额定电流IN103.3 平波电抗器电感量计算103.4 保护电路的计算113.4.1 过电压保护113.4.2 过电流保护14第4章 驱动控制电路设计154.1 晶闸管的触发电路154.2 脉冲变压器的设计17第5章 双闭环系统调节器动态设计185.1 电流调节器185.1.1 时间常数的确定195.1.2 电流调节器结构

3、的选择195.1.3 电流调节器的参数计算205.1.4 近似条件校验205.1.5 电流调节器的实现215.2 转速调节器215.2.1 时间常数的确定215.2.2 转速调节器结构的选择225.2.3 转速调节器的参数计算225.2.4 近似条件校验225.2.5 转速调节器的实现235.2.6 校核转速超调量23第6章 系统原理图及仿真24设计总结27参考文献28转速、电流双闭环不可逆V-M直流调速系统的设计与仿真摘要：本设计中设置了电流检测环节、电流调节器以及转速检测环节、转速调节器，构成了电流环和转速环，前者通过电流元件的反馈用稳定电流，后者通过转速检测元件的反馈作用保持转速稳定，最

4、终消除转速偏差，从而使系统达到调节电流和转速的目的。本设计起动时，转速外环饱和不起作用，电流内环起主要作用，调节起动电流保持最大值，使转速线性变化，迅速达到给定值；稳态运行时，转速负反馈外环起主要作用，使转速随转给定电压的变化而变化，电流内环跟随转速外环调节电机的电枢电流以平衡负载电流。并进行系统的数学建模和系统仿真，分析双闭环直流调速系统的特性。关键词：双闭环；电流调节器；转速调节器； V-M系统3第1章 绪论1.1 研究课题的目的和意义在单闭环调速系统中，电网电压扰动的作用点离被调量较远，调节作用受到多个环节的延滞，因此单闭环调速系统抵抗电压扰动的性能要差一些。双闭环系统中，由于增设了电流

5、内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗扰性能大有改善因此，在双闭环系统中，由电网电压波动引起的转速动态变化会比单闭环系统小得多。用经典的动态校正方法设计调节器须同时解决稳、准、快、抗干扰等各方面相互有矛盾的静、动态性能要求，需要设计者有扎实的理论基础和丰富的实践经验，而初学者则不易掌握，于是有必要建立实用的设计方法。大多数现代的电力拖动自动控制系统均可由低阶系统近似。若事先深入研究低阶典型系统的特性并制成图表，那么将实际系统校正或简化成典型系统的形式再与图表对照，设计过程就简便多了。这样，就有了建立工程设计方法的可能性。 1.2 技术要求1.该

6、调速系统能进行平滑的速度调节，负载电机不可逆运行，具有较宽的调速范围（D10），系统在工作范围内能稳定工作。2.系统静特性良好，无静差（静差率s2）。3.动态性能指标：转速超调量10%，电流超调量。4.调速系统中设置有过电压、过电流等保护，并且有制动措施。1.3 设计内容1.根据题目的技术要求，分析论证并确定主电路的结构型式和闭环调速系统的组成，画出系统组成的原理框图。2.调速系统主电路元部件的确定及其参数计算（包括有变压器、电力电子器件、平波电抗器与保护电路等）。3.驱动控制电路的选型设计（模拟触发电路、集成触发电路、数字触发器电路均可）。4.动态设计计算：根据技术要求，对系统进行动态校正，

7、确定ASR调节器与ACR调节器的结构型式及进行参数计算，使调速系统工作稳定，并满足动态性能指标的要求。5.绘制V-M双闭环直流不可逆调速系统的电气原理总图（要求计算机绘图）。6.整理设计数据资料，课程设计总结，撰写设计计算说明书。1.4 技术数据他励直流电动机 220V,136A,1460r/min;时间常数 Toi=0.002s,Ton=0.01s;电枢回路总电阻 R=0.5;电动机电势系数触发整流环放大倍数KS=40;晶闸管装置TS=0.00167s调节器输入输出电压UNM*=UIM*=UNM=10V;电流过载倍数=1.5；第2章 直流拖动控制系统总体设计2.1 整体设计直流电机的供电需要

8、三相直流电，在生活中直接提供的三相交流380V电源，因此要进行整流，则本设计采用三相桥式整流电路变成三相直流电源，最后达到要求把电源提供给直流电动机。如图2.1设计的总框架。三相交流电源三相桥式整流电路直流电动机整流供电双闭环直流调速机驱动电路保护电路图2.1 双闭环直流调速系统设计总框架本设计中直流电动机由单独的可调整流装置供电，采用三相桥式全控整流电路作为直流电动机的可调直流电源。通过调节触发延迟角的大小来控制输出电压Ud的大小，从而改变电动机M的电源电压。由改变电源电压调速系统的机械特性方程式: n=( Ud/Ce)-(RO+Ra)T/ CeCT2 注解：Ud整流电压 ,R0为整流装置内

9、阻由此可知，改变Ud，可改变转速n。2.2 主电路直流调速系统常用的直流电源有三种旋转变流机组；静止式可控整流器；直流斩波器或脉宽调制变换器。图2.2 VM系统原理图1957年晶闸管问世，已生产成套的晶闸管整流装置，即右图2.2晶闸管-电动机调速系统(简称V-M系统)的原理图。通过调节阀装置GT的控制电压来移动触发脉冲的相位，即可改变平均整流电压，从而实现平滑调速。和旋转变流机组及离子拖动变流装置相比，晶闸管整流装置不仅在经济性和可靠性上都很大提高，而且在技术性能上也现实出较大的优越性。虽然三相半波可控整流电路使用的晶闸管个数只是三相全控桥整流电路的一半，但它的性能不及三相全控桥整流电路。三相

10、全控桥整流电路是目前应用最广泛的整流电路，其输出电压波动小，适合直流电动机的负载，并且该电路组成的调速装置调节范围广（将近50）。把该电路应用于本设计，能实现电动机连续、平滑地转速调节、电动机不可逆运行等技术要求。主电路图如下：图2.3 主电路原理图三相全控桥整流电路实际上是组成三相半波晶闸管整流电路中的共阴极组和共阳极组串联电路。三相全控桥整流电路可实现对共阴极组和共阳极组同时进行控制，控制角都是 。在一个周期内6个晶闸管都要被触发一次，触发顺序依次为：VT1、VT2、VT3、VT4、VT5、VT6，6个触发脉冲相位依次相差60。为了构成一个完整的电流回路，要求有两个晶闸管同时导通，其中一个

11、在共阳极组，另外一个在共阴极组。为此，晶闸管必须严格按编号轮流导通。晶闸管与按A相，晶闸管与按B相，晶闸管与按C相，晶闸管接成共阳极组，晶闸管接成共阴极组。在电路控制下，只有接在电路共阴极组中电位为最高又同时输入触发脉冲的晶闸管，以及接在电路共阳极组中电位最低而同时输入触发脉冲的晶闸管，同时导通时，才构成完整的整流电路。如图2.3所示。由于电网电压与工作电压（U2）常常不一致，故在主电路前端需配置一个整流变压器，以得到与负载匹配的电压，同时把晶闸管装置和电网隔离，可起到降低或减少晶闸管变流装置对电网和其他用电设备的干扰。考虑到控制角增大，会使负载电流断续，并且负载为直流电动机时，由于电流断续和

12、直流的脉动，会使晶闸管导通角减少，整流器等效内阻增大，电动机的机械特性变软，换向条件恶化，并且增加电动机的损耗，故在直流侧串接一个平波电抗器，以限制电流的波动分量，维持电流连续。为了使元件免受在突发情况下超过其所承受的电压电流的侵害，电路中加入了过电压、过电流保护装置。2.3 双闭环直流调速系统的静特性在单闭环系统中，只有电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的。但它只是在超过临界电流值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想的控制电流的动态波形。带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动时的电流和转速波形如图2.4-（a）所示。当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减小，因而加速过程

13、必然拖长。在实际工作中,我们希望在电机最大电流（转矩）受限的条件下，充分利用电机的允许过载能力，最好是在过渡过程中始终保持电流（转矩）为允许最大值，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳定转速后，又让电流立即降下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。这样的理想起动过程波形如图1-（b）所示，这时，启动电流成方波形，而转速是线性增长的。这是在最大电流（转矩）受限的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。IdLntIdOIdmIdLntIdOIdmIdcrnn(a)(b) (a)带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程 (b)理想快速起动过程图2.4 调速系统起动过程的电流和转速波

14、形实际上，由于主电路电感的作用，电流不能突跳，为了实现在允许条件下最快启动，关键是要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程，按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么采用电流负反馈就能得到近似的恒流过程。问题是希望在启动过程中只有电流负反馈，而不能让它和转速负反馈同时加到一个调节器的输入端，到达稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不再靠电流负反馈发挥主作用，因此我们采用双闭环调速系统。这样就能做到既存在转速和电流两种负反馈作用又能使它们作用在不同的阶段。2.4 闭环调速系统为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串

15、级连接，如图2所示，即把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置。该双闭环调速系统的两个调节器ASR和ACR一般都采用PI调节器。因为PI调节器作为校正装置既可以保证系统的稳态精度，使系统在稳态运行时得到无静差调速，又能提高系统的稳定性；作为控制器时又能兼顾快速响应和消除静差两方面的要求。一般的调速系统要求以稳和准为主，采用PI调节器便能保证系统获得良好的静态和动态性能。采用PI调节的单个转速闭环直流调速系统可以保证系统稳定的前提下实现转速无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，单环系统就难以满足需要。这是就要考虑采用转速、电流双环控制的直流调

16、速系统。为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流。二者之间实行嵌套（串联）联接。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。图2.5 转速、电流双闭环直流调速系统结构框图为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器，这样构成的双闭环直流调速系统的电路原理图如图2所示。图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，他们是按照电力电子变换器的控制电压Uc为正电压的情况标出的，并考虑到运算放大

17、器的倒相作用。开环直流调速系统调节控制电压Uc就可改变电动机的转速。如果负载的生产工艺对运行时的静差率要求不高，这样的开环调速系统都能实现一定范围内的无级调速，但是，对静差率有较高要求时，开环调速系统往往不能满足要求。这时就要采用闭环调速系统。2.4.1 双闭环调速系统电路原理图图2.6 双闭环调速系统电路原理图+-+-MTG+-+-RP2nU*nR0R0UcUiTALIdRiCiUd+-R0R0RnCnASRACRLMTGVRP1UnU*iLMMUPPPEASR转速调节器ACR电流调节器， TG测速发电机，TA电流互感器，UPE电力电子变换器，Un*转速给定电压，Un转速反馈电压，Ui*电流

18、给定电压，Ui电流反馈电压2.4.2 双闭环直流调速系统的稳态结构图首先要画出双闭环直流系统的稳态结构图如图2.7所示，分析双闭环调速系统静特性的关键是掌握PI调节器的稳太特征。一般存在两种状况：饱和输出达到限幅值；不饱和输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，相当与使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI作用使输入偏差电压在稳太时总是为零。 Ks a 1/CeU*nUctIdEnUd0Un+-ASR+U*i-IdR R b ACR-UiUPE图2.7 双闭环直流调速系统的稳态结构图实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对静特性来说，只有转速

19、调节器饱和与不饱和两种情况。2.4.3 双闭环直流调速系统数学模型 双闭环控制系统数学模型的主要形式仍然是以传递函数或零极点模型为基础的系统动态结构图。双闭环直流调速系统的动态结构框图如图2.8所示。图中和分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构框图中必须把电枢电流显露出来，如图2.8所示。U*na Uct-IdLnUd0Un+-b -UiWASR(s)WACR(s)Ks Tss+11/RTl s+1RTmsU*iId1/Ce+E图2.8 双闭环直流调速系统的动态结构框图第3章 主电路元部件及参数计算3.1 整流变压器容量计算3.1.1 次级电压U2在一般

20、情况下，晶闸管装置所要求的交流供电电压与电网电压往往不一致；此外，为了尽量减小电网与晶闸管装置的相互干扰，要求它们相互隔离，故通常要配用整流变压器，这里选项用的变压器的一次侧绕组采用联接，二次侧绕组采用Y联接。为整流变压器的总容量，为变压器一次侧的容量，为一次侧电压, 为一次侧电流, 为变压器二次侧的容量，为二次侧电压，为二次侧的电流，、为相数，以下就是各量的推导和计算过程。为了保证负载能正常工作，当主电路的接线形式和负载要求的额定电压确定之后，晶闸管交流侧的电压U2只能在一个较小的范围内变化，为此必须精确计算整流变压器次级电压U2。影响U2值的因素有：（1）U2值的大小首先要保证满足负载所需

21、求的最大直流值Ud（2）晶闸管并非是理想的可控开关元件，导通时有一定的管压降，用UT表示（3）变压器漏抗的存在会产生换相压降（4）平波电抗器有一定的直流电阻，当电流流经该电阻时就要产生一定的电压降（5）电枢电阻的压降综合以上因素得到的U2精确表达式为：式中：A= Ud0/U2，表示当控制角=0时，整流电压平均值与变压器次级相电压有效值之比。B=Uda/Ud0，表示控制角为时和=00时整流电压平均值之比。UK%变压器的短路电压百分比，100千伏安以下的变压器取UK%=5，1001000千伏安的变压器取UK%=58。为电网电压波动系数。根据规定，允许波动+5%-10%，即=1.050.9C是与整流

22、主电路形式有关的系数，表示电动机电枢电路总电阻 的标幺值，对容量为15150KW的电动机，通常ra=0.080.04。 表示电动机电枢电路总电阻的标幺值，对容量为的电动机，通常。nUT表示主电路中电流经过几个串联晶闸管的管压降。- 负载电流最大值；所以,表示允许过载倍数。，,，（其中A、B、C可以查表4.1中三相全控桥）。表3.1 变流变压器的计算系数整流电路单相双半波单相半控桥单相全控桥三相半波三相半控桥三相全控桥带平衡电抗器的双反星形0.90.90.91.172.342.341.17C0.7070.7070.7070.8660.50.50.50.707110.5780.8160.8160.

23、289对于本设计：为了保证电动机负载能在额定转速下运转,计算所得的U2应有一定的裕量,根据经验所知,公式中的控制角 应取300为宜。=0.9,A=2.34,B= 0 ，C=0.5，UK%=5，取U2=270V。3.1.2 次级电流I2和变压器容量I2=KI2Id , KI2为各种接线形式时变压器次级电流有效值和负载电流平均值之比。对于本设计KI2取0.816,且忽略变压器一二次侧之间的能量损耗，因此可以得到：I2=0.816220=179.52AS=1/2（S1+S2）=m1U1I1=m2U2I2=3270179.52=145.41KVA3.2 晶闸管的电流及电压定额计算3.2.1 晶闸管额定

24、电压UTN晶闸管额定电压必须大于元件在电路中实际承受的最大电压Um，考虑到电网电压的波动和操作过电压等因素，还要放宽23倍的安全系数，即按下式选取UTN=（23）UM，式中系数23的取值应视运行条件，元件质量和对可靠性的要求程度而定。对于本设计，UM= U2，故计算的晶闸管额定电压为：UTN=（23）U2=（23）270=13231984V,取1800V3.2.2 晶闸管额定电流IN 为使晶闸管元件不因过热而损坏，需要按电流的有效值来计算其电流额定值。即必须使元件的额定电流有效值大于流过元件实际电流的最大有效值。可按下式计算： IN=(1.52)KfbIMAX式中计算系数Kfb=Kf/1.57

25、Kb由整流电路型式而定，Kf为波形系数，Kb为共阴极或共阳极电路的支路数。当=0时，三相全控桥电路Kfb=0.368，故计算的晶闸管额定电流为：IT（AV）=(1.52)KfbIMAX =(1.52) 0.368(2201.5)=182.16242.88A，本设计中取200A。3.3 平波电抗器电感量计算 由于电动机电枢和变压器存在漏感，因而计算直流回路附加电抗器的电感量时，要从根据等效电路折算后求得的所需电感量中，扣除上述两种电感量。(1) 电枢电感量LM按下式计算：P电动机磁极对数KD计算系数，对一般无补偿电机： D=812对于本设计，P=2，KD=10。(2)整流变压器漏电感折算到次级绕

26、组每相的漏电感LB按下式计算：U2变压器次级相电压有效值Id晶闸管装置直流侧的额定负载电流 KB与整流主电路形式有关的系数对于本设计，KB=3.9(3) 变流器在最小输出电流Idmin时仍能维持电流连续时电抗器电感量L按下式计算： K是与整流主电路形式有关的系数，三相全控桥K取0.693用于限制输出电流的脉动的临界电感（单位为mH)式中-电流脉动系数，取；-电压脉动系数，三相全控桥； -输出电流的基波频率，单位为，对于三相全控桥。本设计中电抗器电感量应大于15 mH3.4 保护电路的计算3.4.1 过电压保护过电压保护可分为交流侧和直流侧过电压保护，前常采用的保护措施有阻容吸收装置、硒堆吸收装

27、置、金属氧化物压敏电阻。这里采用金属氧化物压敏电阻的过电压保护。1交流侧过电压保护压敏电阻采用由金属氧化物（如氧化锌、氧化铋）烧结制成的非线性压敏元件作为过电压保护，其主要优点在于：压敏电阻具有正反向相同的陡峭的伏安特性，在正常工作时只有很微弱的电流（1mA以下）通过元件，而一旦出现过电压时电压，压敏电阻可通过高达数千安的放电电流，将电压抑制在允许的范围内，并具有损耗低，体积小，对过电压反映快等优点。因此，是一种较好的过电压保护元件。 本设计采用三相全控桥整流电路，变压器的绕组为Y联结，在变压器交流侧，采用压敏电阻的保护回路，如下图3.1所示。图3.1 二次侧过电压压敏电阻保护（1）压敏电阻的

28、额定电压选择可按下式： 式中，-压敏电阻的额定电压， VYJ型压敏电阻的额定电压有：100V、200V、440、760V、1000V等。-变压器二次侧的线电压有效值，对于星形接法的线电压等于相电压，。计算压敏电阻泄放电流初值，即三相变压器时： 式中，-能量转换系数， -三相变压器空载线电流有效值（3） 计算压敏电阻的最大电压的公式为 式中，-压敏元件特性系数； -压敏元件非线性系数。一般 在2025之间，在取时，。2直流侧过电压保护整流器直流侧在快速开关断开或桥臂快速熔断等情况，也会在A、B之间产生过电压，可以用非线性元气件抑制过电压，本设计压敏电阻设计来解决过电压时(击穿后)，正常工作时漏电

29、流小、损耗低，而泄放冲击电流能力强，抑制过电压能力强，除此之外，它对冲击电压反应快，体积又比较小，故应用广泛。其电路图如右图3.2所示。压敏电阻的额定电压的选取可按下式计算：压敏电阻承受的额定电压峰值 图3.2 压敏电阻保护电路式中为压敏电阻的额定电压；为电网电压升高系数，一般取1.051.10。压敏电阻承受的额定电压峰值就是晶闸管控制角=300时输出电压 。3晶闸管的过电压保护晶闸管对过电压很敏感，当正向电压超过其断态重复峰值值电压一定值时，就会误导通，引发电路故障；当外加的反向电压超过其反向重复峰值电压一定值时，晶闸管将会立即损坏。因此，必须研究过电压的产生原因及抑制过电压的方法。过电压产

30、生的原因主要是供给的电压功率或系统的储能发生了激烈的变化，使得系统来不及转换，或者系统中原来积聚的电磁能量不能及时消散而造成的。本设计采用如右图3.3阻容吸收回路来抑制过电压。通过经验公式： 注释： 图3.3 阻容吸收回路3.4.2 过电流保护过电流保护措施有下面几种，可以根据需要选择其中一种或数种。（1）在交流进线中串接电抗器或采用漏抗较大的变压器，这些措施可以限制短路短路电流。（2）在交流侧设置电流检测装置，利用过电压信号去控制触发器，使脉冲快速后移或对脉冲进行封锁。（3）交流侧经电流互感器接入过电流继电器或直流侧接入过电流继电器，可以在发生过电流时动作，断开主电路。（4）对于大容量和中等

31、容量的设备以及经常逆变的情况，可以用直流快速开关进行过载或短路保护。直流开关的应根据下列条件选择： 快速开关的额定电流额定整流电流。 快速开关的额定电压额定整流电压。 快速开关的分断能力直流侧外部短路时稳态短路电流平均电流平均值。快速开关的动作电流按电动机最大过载电流整定 式中，K为电动机最大过载倍数，一般不大于2.7；为直流电动机的额定电流。（5） 快速熔断器它可以安装在交流侧或直流侧，在直流侧与元件直接串联。在选择时应注意以下问题： 快熔的额定电压应大于线路正常工作电压的有效值。 熔断器的额定电流应大于溶体的额定电流。 溶体的额定电流可按下式计算 ：1三相交流电路的一次侧过电流保护在本设计

32、中，选用快速熔断器与电流互感器配合进行三相交流电路的一次侧过电流保护，保护原理图3.4如下：图3.4 一次侧过电流保护电路（1）熔断器额定电压选择：其额定电压应大于或等于线路的工作电压。（2）熔断器额定电流选择：其额定电流应大于或等于电路的工作电流。一次侧电流计算式：2晶闸管过电流保护图3.5晶闸管过电流保护晶闸管不仅有过电压保护，还需要过电流保护。由于半导体器件体积小、热容量小，特别像晶闸管这类高电压、大电流的功率器件，结温必须受到严格的控制，否则将遭至彻底损坏。当晶闸管中流过的大于额定值的电流时，热量来不及散发，使得结温迅速升高，最终将导致结层被烧坏。晶闸管过电流保护方法中最常用的是快速熔

33、断器。快速熔断器由银质熔丝埋于石英砂内，熔断时间极短，可以用来保护晶闸管。第4章 驱动控制电路设计4.1 晶闸管的触发电路 晶闸管触发电路的作用是产生符合要求的门极触发脉冲，保证晶闸管在学要的时刻由阻断转为导通。晶闸管触发电路往往包括触发时刻进行控制相位控制电路、触发脉冲的放大和输出环节。触发脉冲的放大和输出环节中，晶闸管触发电路应满足下列要求： （1）触发脉冲的宽度应保证晶闸管可靠导通，三相全控桥式电路应采用宽于60或采用相隔60的双窄脉冲。 （2）触发脉冲应有足够的幅度，对户外寒冷场合，脉冲电流的幅度应增大为器件最大触发电流35倍，脉冲前沿的陡度也需增加，一般需达12Aus。 （3）所提供

34、的触发脉冲应不超过晶闸管门极的电压、电流和功率定额，且在门极的伏安特性的可靠触发区域之内。 （4）应有良好的抗干扰性能、温度稳定性及与主电路的电气隔离。在本设计中最主要的是第1、2条。理想的触发脉冲电流波形如图4.1。 图4.1 理想的晶闸管触发脉冲电流波形-脉冲前沿上升时间（）-强脉冲宽度 -强脉冲幅值（）-脉冲宽度 -脉冲平顶幅值（）晶闸管触发电路类型很多，有分立式、集成式和数字式，分立式相控同步模拟电路相对来说电路比较复杂；数字式触发器可以在单片机上来实现，需要通过编程来实现，本设计不采用。由于集成电路可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便，所以本设计采用的是集成触发器，选择目前

35、国内常用的KJ、KC系例，本设计采用KJ004集成块和KJ041集成块。对于三相全控整流或调压电路，要求顺序输出的触发脉冲依次间隔60。本设计采用三相同步绝对式触发方式。根据单相同步信号的上升沿和下降沿，形成两个同步点，分别发出两个相位互差180的触发脉冲。然后由分属三相的此种电路组成脉冲形成单元输出6路脉冲，再经补脉冲形成及分配单元形成补脉冲并按顺序输出6路脉冲。本设计课题是三相全三相全控桥整流电路中有六个晶闸管，触发顺序依次为：VT1VT2VT3VT4VT5VT6，晶闸管必须严格按编号轮流导通，6个触发脉冲相位依次相差60O，可以选用3个KJ004集成块和一个KJ041集成块，即可形成六路

36、双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放大，就可以构成三相全控桥整流电路的集成触发电路如图4.2。图4.2 三相全控桥整流电路的集成触发电路4.2 脉冲变压器的设计本方案的双脉冲电路是采用性能价格比优越的、每个触发单元的一个周期内输出两个相隔60的脉冲的电路。如图5.4中两个晶闸管构成一个“或”门。当V5 、V6都导通时，uc5 约为-15V，使截止，没有脉冲输出，但只要中有V5、V6中一个截止就使得变为正电压，使得V7 、V8导通就有脉冲输出。所以只要用适当的信号来控制的V5或V6截止（前后间隔60），就可以产生符合要求的双脉冲了。其中VD4和R17的作用，主要是防止双窄脉冲信号相互干扰。此触发脉冲

37、环节的接线方式为：以VT1器件的触发单元而言，图5.4电路中的Y端应该接VT2器件触发单元的X端，因为VT2器件的第一个脉冲比VT1器件的第一个脉冲滞后60。所以当VT2触发单元的V4由截止变导通时，本身输出一个脉冲，同时使VT1器件触发单元V6的管截止，给VT1器件补送一个脉冲。同理，VT1器件触发单元的X端应接VT6器件触发单元的Y端。依次类推，可以确定六个器件相应触发单元电路的双脉冲环节间的相互接线。图4.3 同步型号为锯齿波的触发电路图4.3中脉冲变压器TP主要用于完成触发脉冲信号的电流放大，解决触发电路与晶闸管控制极电路之间的阻抗匹配，并实现弱电回路（触发回路）和强电回路（晶闸管主电

38、路）之间的电隔离。如图可以得出TP脉冲变压器的一次侧电压U1 强触发电压50V弱触发电压15V。取变压器的变比K=5，脉冲宽度，脉冲变压器的磁铁材料选择DR320。查阅资料可得铁心材料的饱和磁密， 饱和磁场强度 ，剩磁磁密 第5章 双闭环系统调节器动态设计5.1 电流调节器电流调节器ACR的调节作用：电流环由ACR和电流负反馈组成的闭环。其主要作用是稳定电流。由于ACR为PI调节器。所以在稳态的时候，它的输入电压Ui必须为0。即Ui =Usi - Id = 0 所以在稳态的时候Id =Usi/此式的含义:当Usi一定的情况下，由于电流调节器ACR的调节作用，整流装置将保持在Usi/的数值上。假

39、设Id Usi/ 它的自动调节过程如下：它可以保持电流特性不便使得:自动限制最大电流 , 能有效抑制电网电压波动的影响。1.由于ASR有输出限幅,限幅值为Usim,这样电流的最大值为Im Usim/.当IdIm 时.电流环将使电流下降.调节电位器RP3的电流反馈系数或整定ASR限幅值Usim可以整定Im的数值.Im = 2.02.5IN .2.能够有效的抑制电网电压波动的影响。当电网电压波动引起的电流波动，通过电流调节器 ACR的调节作用，使得电流很快的恢复原值。在双闭环调速系统中，电网电压波动对转速的影响很小，可以忽略。5.1.1 时间常数的确定 表5.1 各种整流电路的失控时间（f=50H

40、z）整流电路形式最大失控时间Tsmax/ms平均失控时间Ts/ms单相半波20 10单相桥式10 5三相半波6.67 3.33三相桥式3.33 1.67系统电磁时间常数Tl：由上可知L=35.98mH，R=0.5，整流装置滞后时间常数Ts：按表二，三相桥式电路的平均失控时间为Ts=0.0017s。电流滤波时间Toi：三相桥式电路每个波头的时间是3.33ms，为了基本滤平波头，应有（1-2）Toi=3.33s，因此取Toi=2ms=0.002s。 电流环小时间常数之和Ti：按小时间常数近似处理，为了方便起见本设计中我们就取Ti=Ts+Toi=0.0037s。5.1.2 电流调节器结构的选择根据设

41、计要求i5%，并保证稳态电流无差，可按典型型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为： 式中 Ki电流调节器的比例系数i电流调节器的超前时间常数检查对电源电压的抗扰性能：TL/Ti =0.07S/0.0037=8.11，对照典型型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。图5.1 电流环的动态结构框图5.1.3 电流调节器的参数计算电流调节器超前时间常数i=Tl=0.07s。电流开环增益：要求i5%时，按表三应取KITi=0.5，因此KI=0.5/Ti=0.5/0.0037=135.1s-1。取Ks=48，而电流反馈系数=10V/1.5IN=10/

42、（1.5220）=0.03V/A，于是，ACR的比例系数为:= =135.1*0.07*0.25/48*0.03=1.642表5.2 典型型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系参数关系KT0.250.390.500.691.0阻尼比1.00.80.7070.60.5超调量0%1.5%4.3%9.5%16.%上升时间tr6.6T4.7T3.3T2.4T峰值时间tp8.3T6.2T4.7T3.6T相对稳定裕度76.369.965.559.251.8截止频率c0.243/T0.367/T0.455/T0.596/T0.786/T5.1.4 近似条件校验电流环截止频率：ci=KI=135.1s-

43、1。（1）晶闸管整流装置传递函数的近似条件：=196.1满足近似条件。（2）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：=3*1/0.1*0.07=11.34s-1满足近似条件。（3）电流环小时间常数近似处理条件：=1/31/0.0017*0.002=180.78s-1ci满足近似条件。5.1.5 电流调节器的实现按所用运算放大器取R0=40k，各电阻和电容值为:Ri=KiR0=1.64240=65.68k，取65 k；Ci=i/Ri=0.07/（65103）=1.08F，取1.1F；Coi=4Toi/R0=40.002/40000=0.210-6f=0.2F，取0.2F。按照上述参数，电流环可以

44、达到的动态跟随性能指标为i=4.3%5%（见表三），满足设计要求。5.2 转速调节器速度调节器ASR的调节作用：S速度环是由ASR和转速负反馈组成的闭环。它的主要作用是驳 斥转速稳定，并最后消除转速静差。由于ASR属于PI调节器，因此在稳态的时候Un = Usn - n = 0所以在稳态的时候，n =Usn/它表示当Usn一定时，ASR的作用，转速n稳定在Usn/，假设nUsn/。从上面的分析可以卡出，当转速环要求电流迅速响应转速n 的变化而变化的时候，而电流环则要维持电流不变，这种性能会不利于电流对转速变化的响应，有使静特性边软的趋势。但由于转速环是外环，电流环的作用只相当 于转速环内部一种

45、扰动。不起主导作用。只是转速环的开环放大倍数足够大，最后还是只靠ASR的积分作用，消除转速偏差。5.2.1 时间常数的确定电流环等效时间常数已取KITi=0.5，则1/KI=2Ti=20.0037=0.0074s。转速滤波时间常数Ton：根据所用测速发电机纹波情况，取Ton=0.01s。转速环小时间常数Tn：按小时间近似处理, Tn=1/KI+Ton=0.0074+0.01=0.0174s5.2.2 转速调节器结构的选择 按照设计要求，选用典型型系统的PI调节器,其传递函数为式中Kn转速调节器的比例系数； n转速调节器的超前时间常数。图5.2 转速环的动态结构框图5.2.3 转速调节器的参数计

46、算按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为n=hTn=50.0174=0.087s，可求得转速环开环增益:KN=(h+1)/2*h2 Tn=396.4s-2其中：Ce=（UN-INRa）/nN=（440-2200.088）/1000=0.234V.min/r=10V/ nN =10/1800=0.006 V.min/r于是可得ASR的比例系数为： =3.365.2.4 近似条件校验 由式K=1c得转速环截止频率为cn=kNn=396.4*0.087=34.5s-1。电流环传递函数简化条件1/3KI/Ti=63.7S-1cn，满足简化条件。转速环小时间常数近似处理条件1/

47、3KI/TON=38.7s-1 cn，满足近似条件。5.2.5 转速调节器的实现 取R0=40k，则Rn=KnR0=3.3640=134.48k，取1400k； Cn=n/Rn=0.087/（140103）=0.621F，取0.7F；Con=4Ton/R0=40.01/（40103）=1F，取1F。5.2.6 校核转速超调量当h=5时，由表四查得，n=37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于表四是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。表5.3 典型型系统阶跃输入跟随性能指标（按Mmin准则确定参数关系）h34567891

48、052.6%43.6%37.6%33.2%29.8%27.2%25.0%23.3%tr/T2.402.652.853.003.103.203.303.35ts/T12.1511.659.5510.4511.3012.2513.2514.20k32211111设理想空载起动时，负载系数z=0，已知=1.5，IN=220A，nN=1800r/min，Ce=0.234V.r/min，Tm=0.1s，Tn=0.0174s。当h=5时，由表五查得，Cmax/Cb=81.2%，而调速系统开环机械特性的额定稳态速降nN=INR/ Ce=2200.12/0.234=94.01 r/min，当h=5时，由表四查得，n=37.6%能满足设计要求。表5.4 典型型系统动态抗扰性能指标与参数的关系h345678910Cmax/Cb72.2%77.5%81.2%84.0%86.3%88.1%89.6%90.8%tm/T2.452.702.853.003.153.253.303.40tv/T13.6010.458.8012.9516.8519.8022.8025.8