毕业设计（论文）外文翻译同步斩波器中谐波的减少

1、装订线安徽工业大学 毕业设计（论文）说明书同步斩波器中谐波的减少摘 要同步斩波器组合已被证明适合中等大功率交流/直流变频器的应用。然而,在谐波补偿的要求中位移因素显著增加了。在同步斩波器组合中对减少输入谐波的技术进行调查。工作在更高频率的同步斩波器中允许消除特定谐波，但限制输出电压。多相同步斩波器大大提高了输入特性，但是需要额外的电源组件。一种折衷的解决方案是超过其操作范围的不同频率下的单相斩波操作。简 介利用换向二极管被证实是可观的。几乎所有文献中使用的都是带有转换桥和相应的变换元素自换向原理。在早期的论文中,大多数换向配置是整流桥与同步斩波器组合,如图1 图1 多相同步斩波器组合文献3-5

2、表明同步斩波器组合已经应用于高功率交直流转换器中。在360hz斩波频率运作中，级联配置在很高的转速范围内相互协调。它也显示提高功率因数的代价是输入高谐波电流。事实上, 谐波补偿成本与无功补偿网络成本相统一。因此,在同步斩波器组合中减少输入谐波的检查方法是很重要的。分析了两种可能的方法来减少谐波。这两种方法:（1)增加斩波频率，(2)使用多相斩波器。增加斩波频率可以使用脉宽调制策略。然而,维护三相输入电流谐波成分，不增加斩波频率,必须增加整数倍转换器相数(q)。（）那么60hz斩波频率只能产生360hz，720hz,1080hz的频率等等。第二个选择是通过使用多相斩波逆变器与整流桥。结果,在输入

3、侧和负荷侧都有显著的优点,并进行了详细的分析。高频调制技术减少输入谐波最明显的方式是增加斩波频率。如果可以无限制的增加频率，精密谐波技术可以抑制所有的低次谐波。这个谐波问题与特定的参考脉宽调制策略已被彻底研究。在交流线路接口,不同的约束变得适用。重叠晶闸管整流时存在线电感。在这种情况下,额外的时间要求电容电压逆转。这种“最低停留时间”的设置限制输出电压。当然,高频斩波器产生相应的小范围的输出电压，甚至在不存在任何线电感时，大功率晶闸管的恢复时间从50()到150(), 要求最低停留时间从150(）到400(）,从而限制输出电压的控制范围。保持这一点, 对于中高功率系统几百赫兹的斩波频率是一种合

4、理的上限。然而文献3,4中斩波频率被固定在360hz,并分析了更高频率的影响。传统的转换器延迟角代表可控自由度,通常被用来控制调节输出电压或负载电流。对于一个360hz同步斩波器组合,额外的自由度是可用的,因为它的强力换向能力。允许其控制基本的功率因数。在量子力学随着斩波频率的增加总的自由度数是(m + 1)。额外的自由度可以被用于消除谐波。从保持电压控制要求和统一的功率因数上可以看出, 720hz斩波器频率可以消除谐波成分,而1080hz的频率同时可以消除两个谐波。输入电流谐波分析图2、3显示了高频同步斩波器斩波开关模式中的相电压和斩波输入电压。该线电流可以通过叠加桥梁的开关模式和斩波器进行

5、重建。斩波器输入电压峰值电压集中在段。根据(1),m值电流脉冲发生在的斩波段。在三相操作中,斩波开关切换函数必须在段。图2显示了m值为偶数时相关的波形,图3显示了m值为奇数时的波形。如图所示。为奇数值时在存在一个脉冲。斩波器切换功能当m为偶数时当m为奇数时，函数为图2 m为偶数时高频同步斩波器典型波形图3 m为奇数时的高频同步斩波器典型波形负载电流假设是一个无纹波直流电流。此斩波电流是通过多元化。交流线电流可以看作是电流的函数，如图2和3所示。线电流采用傅立叶级数的技术分析其谐波。图2显示了线电流与相应的相电压。假设奇数对称性,采用傅立叶级数收敛的谐波,给出函数 （4）m 为偶数或奇数值的线电

6、流均方根值组成成分的谐波，对于偶数m给出对于奇数m值时给出方程(5)、(6)给出m为任何价值时线谐波电流。为了找到这个算法来消除所需的谐波分量,相应的谐波电流是与零比较的值。其他的制约要求期望的输出电压。以类似方式,提供额外的自由度。一个例子,m = 2对应于720hz时的斩波器如图4所示。在(5)中输入谐波电流为为了消除五次谐波分量,式(7)等于零（n = 5）。考虑到允许值，确保输出电压五次谐波的存在。相当于函数的输出电压为图4所示,如果 = 18,要少于12时含有谐波。这允许最大直流电压为0.79v。因此观察到谐波的消除限制在控制范围之内。图4 720hz同步斩波器的波形， = 15消除

7、六次谐波另外一个问题变得明显，当两个低次谐波(五次和七次谐波)被作为函数的输出电压如图5。虽然第五次谐波得到合理控制,第七次谐波大大增加了,实际上大大超过了360hz的情况。可供选择的试图减少第五和七次谐波。这可以通过尝试去消除一个不存在的第六次谐波分量。方程(7)显示为15时不仅能消除，也允许增加到它的最大允许值= 15。相应的为15时整体功率因数、五次、七次谐波如图5所示。在文献3,5中可以发现上述两种情况以及360hz情况时过滤器电容为va要求。表1显示了千伏安的电容计算负荷与每mva的供给系统。消除了六次谐波成为更先进的技术。在一个小的滤波电容器中使用更高频率的斩波器。另一种技术,有效

8、的使用多相同步斩波器消除谐波。多相同步斩波器多相斩波器的概念已经在文献 9、10中被广泛的综述,它被认为提高了负荷侧直流电机驱动性能。图6显示一个p相同步斩波器模型。在同一周期和频率下多相斩波操作确定适当的电流。然而移相才是中心。每个斩波的最大周期是在特定操作条件下斩波周期的重叠。事实上,p是操作重叠段的数量。然而,斩波操作在巴顿9中被同样的方式定义。多相斩波器在直流/直流转换中的应用提高了输入谐波电流和输出电压纹波的相数。图5 (a)整体功率因数 (b)第五次谐波输入电流 (c)各种同步斩波器组合的第七次谐波输入电流 1： 360hz 2：720hz 3：双相斩波360hz 4：720hz

9、= 18(第五次谐波消除) 5：三相斩波器，虚线相当于最佳位置表1 各种同步斩波器组合负载容量要求 图6 p相同步斩波器假设无限负荷电感,则可以看出,整体的输出电压是瞬时斩波电压的平均值。从而斩波占空比变化引起输出电压改变,是供应电压。输出电压变化相反也会形成单相斩波器。同样,可以看出由于单相斩波的原因输入电流会改变。进一步,主频率成分的输入和输出都可以归结为单相频率。多相斩波器的使用有其他的优点。额定电压由于相数因素而降低,而谐波特性明显提高。然而,当从典型的系统中直流供电,输入电流谐波对系统影响不大。进一步说,比起单相斩波器提供相同的负载多相斩波器在输入负载端得到较低的脉动电流，但是只有在

10、系列电感足够大的时候。因此,当考虑直流电机驱动多相斩波器需要更高的成本,效率却较低，而且边缘情况很少使用。多相同步斩波器在全控桥系列中的使用对系统有显著的影响。在以前讨论的方式中负载特性得以改进。在交流方面,提高斩波谐波含量得到更好的整体功率因数,意味减少总谐波电流,以及低次谐波分量。基本的功率因数仍能统一。360hz的斩波频率负载功率是功率因数的p倍。多相斩波器的应用与电感器和额外的斩波器需求相比减少了过滤器的费用。现在多相同步斩波器只分析输入谐波电流。多相斩波器的线性谐波多相斩波器的谐波分析与单相高频斩波器类似。图7显示多相斩波的输入电压与独立斩波电流有关，输入电压为多相斩波器线电压余弦曲

11、线从-30到+30段。总输入电流是独立电流的总和。多相同步斩波器分析的复杂性是由于重叠的传导时期。另一个问题,只局限于多相同步斩波器确定所有斩波器共享平均电流。在确定的直流供电的情况下，提供均等的负载自动操作所有斩波器导致平均电流共享。在多相斩波器p2的情况下，很容易看出,由于在输入电压波形的波纹，传导时期的独立斩波在60段峰值附近会有更高的输出电压。当然,这导致在斩波器中分享不均等电流。这个问题可以得到解决，通过操作斩波器在不同的时期，如此得到相同的输出电压以此得到均等的电流分享。因此,为了得以表达输入谐波电流,必须找到对应一个给定的p和输出电压的与值。如图7所示。作为对称分布在输入电压的片

12、断中心周围的脉冲,斩波传导就会进入下一个60区段。这样得到两个表达式的输出电压。图7 对应p相同步斩波器的输入电压的独立斩波电流图8 整流桥和同步斩波器的开关特性当时，假设在60等距斩波段以上输入电压 ，当p为偶数值时p为奇数值时线电流谐波分析再次使用了傅立叶级数。产生了线电流模式、开关功能将产生的多相斩波函数和变矩器函数。整体转换函数将成为 它必须分裂成两切换功能，因为在斩波中重叠的传导时期取决于和的值。图8显示斩波输入电压在非重叠和典型值是时的转换功能。在角度为0到180时切换功能的电流波形具有奇对称性。转换器转换功能对于多相斩波器，函数为 然而最后, (12)和(23) 定义了所有k值。

13、现在可以计算相应的均方根输入电流的谐波。作为一个典型的例子,双相同步斩波器被认为是相应的p= 2。在(10)-(13)中得到以下关系。在非重叠情况下,即0 30图9显示相关的电压和电流波形。谐波电流成分均按求解积分(19) 当0 30时然而性能特点,包括双相斩波器输入谐波电流和整体的功率因数显示在图5中。三相斩波器的整体功率因数也被计算和绘制在图5中。720hz的斩波器也被绘制在同一个图中作为对比。多相斩波器大幅度降低总谐波水平同时提升整体的功率因数。此外,低阶谐波分量有所减少,相比于720hz斩波器六次谐波的消除。对谐波补偿电容va要求按3计算并显示于表格1中。作为最大的谐波水平与双相斩波器

14、和720hz斩波器一样,他们有类似的补偿要求。考虑到平均负载和负载多样性的因素,双相斩波器通常会需要一个较小的滤波电容器。然而, 双相斩波器需要两个斩波以及合理的大型界面变压器(ipt)。ipt不会增加太多的交直流转换器作为电流源逆变器驱动的成本,因为它将取代反应堆正常需要。对直流电机驱动会招致额外ipt费用。谐波减少的控制策略两个输入谐波减少技术应用到更高性能的驱动上的程序进行研究。正如所提到,至少停留时间要求严格限制输出电压在控制范围内达成,尤其对高频运行。图9 双相斩波器波形(a) = 20 (b)= 50图10 输入谐波控制最小停留时间在= 7时的调制策略，斩波器操作频率是360hz图

15、10显示输出电压的传导角度对360hz和720hz的斩波操作。在360hz时双相斩波器有相似的特性。对于最小传导角7（停留时间300微秒)的最大输出电压0.950 (360 hz）和0.88 (720 hz)。最小电压同样得到是0.065 (360 hz）和0.120 (720 hz）。因此电压控制范围可能是14.6:1 （360hz）和7.3:1（720hz），有很大的不同。因此, 如果谐波要求低，使用360hz斩波器似乎更有吸引力。然而,它可能产生一种调制策略,允许使用单相斩波器来控制谐波水平。此斩波器会运行在最小停留时间允许范围内，频率为720hz条件下。在任何输出电压最大范围内，斩波器

16、将运行在360hz频率下。图10显示输出电压的变化轨迹。当描述两个频率的转变时,可以很容易扩展至3个或更多的频率转换。这样调制策略以优化输出电压控制范围和低阶谐波水平为目的。图5,同时也显示了斩波操作调制策略的五次和七次谐波水平。第五次谐波的峰值是0.225pu（360hz）和0.315pu（720hz）。第七谐波的这些数据是0.11pu（360hz） 和0.22pu（720hz）而且0.11pu为最优。双相斩波器的谐波含量峰值与720hz情况类似。对谐波补偿电容式容量,最佳调制策略产生一个每mva负载694kva的要求。从表1可以看出比360hz的情况低30%。然而,要求比720hz或双相斩

17、波器高23%。因此,这一调制策略在高性能的驱动中对输入谐波提供了有效的控制。无论是双相斩波器还是优化的调制斩波器更适合取决于经济的情况。然而,大多数情况认为优化调制单相同步斩波器是更经济方案。更快速的设备如门极可开关晶闸管(gto)的使用将朝高频单相斩波器转移。对线电感的敏感性问题必须通过转换器输入端子和有效缓冲网络的电容组合得到解决。gto可提供高频和复杂操作，另一方面,双极晶体管(bjt)无法维持反向电压,因此不适合复杂应用。然而,晶闸管斩波器还可为高性能驱动使用同步斩波器组合提供最可靠、最经济的方法。结 论本文研究了同步斩波器组合中谐波的减少。两种不同可能的技术包括高频脉宽调制技术和多相

18、斩波器应用技术。利用高频斩波器可以消除一些低阶输入谐波,但导致输出控制范围受到限制。利用多相同步斩波器实现非常低的谐波水平,但是多相斩波器和滤波反应器费用较高。频率调制策略也实现低的输入谐波,控制范围宽,并使用一个同步斩波器。讨论的技术的使用对电容式谐波补偿的实现的影响是可行的。因此,对同步斩波器组合输入谐波的减少的技术的应用明显提高了合适的组合配置，实现了高性能交直流转换器。参 考1 t. kataoka, k. mizumachi, and s. miyairi,一种脉冲宽度控制交直流转换器来提高功率因数和交流线电流波形 ieee trans. ind. appl., vol. ia-i5

19、, pp. 670-675, nov、dec. 1979.2 d. carroll, s. s. abd-el-hamid, and f. nozari,一个电流整流转换器的简化模型 ieee trans. ind. appl., vol. ia-16, pp. 501-512, july/aug. 1980.3 d. m. divan and t. h. barton,有关提高功率因数的应用 ieee trans. ind.appl., vol. ia-19, up. 1076-1084, nov./dec. 1983.4 d. m. divan and t. h. barton, “提高转换器性能的同步斩波器” ieee trans. ind. appl., vol. ia-20, pp.631-642, may/june 1984.5 d. m