链式STATCOM系统设计

1、2011-2012德州仪器c2000及mcu创新设计大赛项目报告题 目： 链式statcom系统设计 学校： 西安交通大学 组别： 专业组 应用类别： 先进控制类 平台： tms320f28335 链式statcom系统设计岳小龙 马路遥 张东（西安交通大学电气工程学院 西安 710049）摘要：本项目为基于串联多电平技术的无功补偿器设计，系统主要分为主电路和控制电路两部分。主电路为三相电压型逆变器，采用链式结构，每相由2个h桥级联构成；控制电路以tms320f28335为核心处理器，采用软件算法实现直流侧电压均衡控制，根据反馈解耦控制算法和单级倍频载波相移正弦脉宽调制技术，最终完成系统无功补

2、偿控制。系统测试结果表明设计的可行性和可靠性。关键词：无功补偿；dsp；串联多电平；cps-spwmdesign of cascade static synchronous compensatoryue xiaolong ma luyao zhang dong（college of electrical engineering , xian jiaotong university, xian 710049, china）abstract：in this paper, the var compensator design based on the technology of cascaded m

3、ultilevel is discussed. the system is divided into two parts: the main circuit and the control circuit. the main circuit is a three-phase voltage-type inverter based on the chain structure with two h-bridges in each phrase. in the control circuit, tms320f28335 is the core processor and realization o

4、f the balance control of the dc voltage is based on software arithmetic .the control of the var compensator is realized with the decoupling control algorithm and the unipolar dual-frequency carrier phase shifted-sinusoidal pulse width modulation(cps-spwm) technique. the results of experiment show th

5、at the design is feasible and reliable.key words: reactive power compensation; dsp; cascaded multilevel; cps-spwm目 录1.引言42.系统方案52.1系统总体介绍52.2反馈解耦控制算法62.3无功电流检测算法72.4直流侧电压控制方法82.5单极倍频cps-spwm92.6系统控制算法框图103.系统硬件设计113.1系统硬件结构框图113.2主电路硬件设计113.2.1主电路结构113.2.2主要参数计算113.3控制电路硬件设计133.3.1控制电路总体结构133.3.2信号调

6、理电路133.3.3过零点检测电路143.3.4保护电路144.系统软件设计154.1指令电流计算的软件实现154.1.1主程序流程图154.1.2捕获中断子程序流程图174.1.3epwm1定时器中断程序流程图174.1.4状态解耦控制及直流侧电压控制程序流程图184.2pwm信号的生成195.系统创新216.评测与结论216.1测试方法与仪器216.2测试项目及结果226.2.1直流侧电压启动过程及控制效果226.2.2单级倍频cps-spwm技术236.2.3无功补偿效果测试246.2.4过流保护测试246.3结论24附录251. 引言随着电力电子技术的快速发展，电力电子装置的广泛运用，

7、电能质量问题日益严重。无功电流的存在，降低了供用电系统及负载的功率因数，增加了设备容量，增大了功率损耗。因此，无功补偿在电力系统中就显得越来越重要。静止同步补偿器(static synchronous compensator-statcom)，与传统的无功补偿设备相比，statcom的调节速度更快，运行范围更宽，而且在采取多重化、多电平或pwm技术等措施后可减少补偿电流中谐波的含量。还有，statcom使用的电抗器和电容元件远比传统设备中使用的元件要小，这将大大缩小装置的体积和成本。本文采用串联多电平技术，以ti公司tms320f28335为核心处理器，根据反馈解耦控制算法和单级倍频载波相移正

8、弦脉宽调制方法，采用软件算法实现补偿器直流侧电压均衡控制，设计了链式结构的三相电压源逆变器，每相2模块5电平，构成了链式statcom系统，实现对电网的无功补偿。2. 系统方案 本设计的主要目的是实现电网的无功补偿，采用串联多电平技术，系统分为主电路和控制电路两部分。主电路完成对电网无功功率的补偿，控制电路实现无功补偿的复杂控制算法。2.1 系统总体介绍系统总体电路结构图如图2-1所示，无功补偿装置通过连接电感连接到电网公共连接点（pcc）。无功补偿装置分为主电路和控制电路两大部分，其中主电路包括电压源逆变器，直流储能电容和连接变压器或电抗器组成。控制电路以dsp为核心处理器，包括信号调理电路

9、，过零点检测电路，保护电路等。图2-1 系统总体电路结构图当仅考虑基波频率的时，statcom可以等效为幅值和相位均可以控制的一个与电网同频率的交流电压源，其单相等效电路如图2-2所示。图2-2 statcom的单相等效电路图2-2等效电路中，理想情况下可将连接电抗器视为纯电感（即r0），逆变器不必从电网吸收有功能量，此时与同相，仅改变的幅值大小即可控制statcom 从电网吸收的电流是超前还是滞后90度，并且能控制该电流的大小，电压的工作向量图如图2-3所示。非理想情况与此类似，调节statcom输出端电压的大小，即可调节输出无功电流的大小和方向，实现无功补偿。图2-3 理想情况下电压工作相

10、量图2.2 反馈解耦控制算法在dq坐标下，statcom的等值电路用以和为变量的方程表示如下：（2-1）将上面的表达式写成矩阵形式，变形处理，可得：（2-2）由此状态方程可得和的控制策略如下（2-3）其中，、都是pi调节器的参数。根据此表达式，可以画出解耦后的控制框图，如图2-4所示。图2-4 statcom交流侧反馈解耦控制框图其中，无功电流控制目标信号通过负载的无功检测而来（算法详见2.3节图2-5）；有功电流控制的目标信号由直流侧电压调节器产生（详见2.4节图2-7）。算法的具体执行过程如下：首先检测串联多电平逆变器输出三相电流大小，dq变换之后即可得到和；同理，检测三相电网电压并进行d

11、q变换，即可得到和；然后按照式2-3计算就可以得到控制信号和，再通过dq反变换，即可得到无功补偿指令电流，即pwm调制所需的调制波信号。2.3 无功电流检测算法无功检测算法的结构框图如图2-5所示。由于本产品采用三角形连接，故采集电路采集到的三相负载电流、和需要折算成线电流、才能计算指令电流。折算后电流做dq变换，对q轴低通滤波，即可得到图2-5 无功检测算法结构框图其中，电流折算的变换公式为：（2-4）abc三相坐标到dq坐标的变换矩阵如下：（2-5）上面的算法只包含基波正序分量，当三相负载不对称时，三相负载电流不平衡，采用对称分量法对三相不平衡电流进行分解，可得：（2-6）式中: 下标0,

12、1, 2 分别表示零序、正序、负序分量; n为谐波次数; 为初相角; m 分别等于0( a 相) , 1( b相) , 2( c 相) 。为维持三相平衡，必须补偿负载电流中的零序分量与负序分量。对三相三线而言，零序电流为零。图2-3所示的反馈解耦控制框图中的无功检测得到的控制目标信号应同时包含正序分量和负序分量，所以，在使用图2-5所示算法检测无功电流指令之前，需对检测算法的输入电流做相应的变换，变换算法流程图如图2-6所示。图2-6负载侧电流变换算法流程图折算后的负载电流、和，经过dq变换，取其q轴分量做低通滤波，根据瞬时无功功率理论，滤波后得到正序基波无功分量，再经逆dq变换，得到三相正序

13、基波无功分量、和；另一方面，、交换b、c 两相，再经过dq变换，分别对d轴分量、q轴分量做低通滤波。由于、和中的负序分量按a、c、b的相序排列可视为正序，根据瞬时无功理论，滤波后的结果为、和中负序基波的d轴分量与q轴分量，再经dq逆变换便得到三相负序基波分量、和。需要注意的是，这里输出三相电流的相序是按a、c、b排列的。最后，将三相基波正序无功分量与三相基波负序分量对应相加，便得到了包含正序和负序分量的三相电流信号、和，作为图2-5所示算法中的输入信号。2.4 直流侧电压控制方法为了保证串联多电平电能质量控制器有良好的补偿电流跟随性能，必须将逆变器直流侧电容电压控制为一个适当的值。本设计中，直

14、流侧电压的控制分为两层，第一层控制总的有功电流，第二层控制直流侧各电容电压均衡。总的有功电流控制方法如图2-7所示。其中，表示单个h桥电路模块直流侧电压给定值；、分别表示检测得到的abc三相中每相第i个h桥模块直流侧电压值；n表示每相中有n个h桥模块。图2-7 总的有功电流控制直流侧电容电压均衡控制如图2-8所示。工作原理为：将a相第一个h桥单相单元模块直流侧电压与直流侧电压的平均值做差，之后与有功电流的符合函数相乘，经过比例积分调节器（pi）调整，其输出作为a相第一个h桥单相电路模块电压偏差指令。依次类推分别求出a相其余h桥单元模块电压偏差指令，将a相pwm信号调制波与a相第一个h桥单元模块

15、电压偏差指令相乘，作为该模块pwm调制波的微调指令，以此类推得到a相其余h桥单相电路模块pwm调制波的微调指令，b相、c相与此相同。图2-8 直流侧电容电压均衡控制2.5 单极倍频cps-spwm 设计中采用单极倍频载波相移正弦脉宽调制，即单级倍频cps-spwm。2h桥级联式5电平逆变器的电路拓扑如图2-9所示，调制波反相法如图2-10（a）所示，载波反相法如图2-10（b）所示。对于调制波反相法而言，为第一个2h桥的载波信号，为第二个2h桥的载波信号；对于载波反相法，两个2h桥共用调制波，和为第一个2h桥模块的载波，和为第二个2h桥模块的载波。在三角波与正弦波进行比较的过程中，需要注意比较

16、结果与开关管之间的对应关系，图2-7中，t1为v1的控制脉冲序列，t2为v2的脉冲序列，t3为v5的脉冲序列，t4为v6的脉冲序列。图2-9 2h桥级联式逆变器电路拓扑结构（a）调制波反相法 （b）载波反相法图2-10 单极倍频cps-spwm调制示意图2.6 系统控制算法框图系统的控制算法结构框图如图2-11所示。整个控制系统由四个部分组成，分别为指令电流检测与运算，指令电流跟踪控制，直流侧电压控制和pwm信号生成。其中，指令电流检测与运算按图2-4、图2-5和图2-6所示算法执行，总的有功控制按图2-7所示算法执行，电压均衡控制按图2-8所示算法执行，pwm信号按图2-10所示方法调制。最

17、终，控制系统给出主电路开关管驱动信号，实现对电网的无功补偿。图2-11 系统控制算法结构框图3. 系统硬件设计3.1 系统硬件结构框图系统由主电路和控制电路两部分组成，硬件结构框图如图3-1所示。主电路拓扑为串联5电平逆变器；控制电路主要包括dsp控制器和基于fpga的24路pwm波形发生器等。图3-1 系统硬件结构框图3.2 主电路硬件设计3.2.1 主电路结构主电路与电网连接示意图如图3-1所示。链式statcom的主电路拓扑结构有y型和型两种，图3-1中主电路为型连接。理论上链式结构可以串联无数个模块，这就可以做到容量很大，而且模块越多，电平数目也越多，装置输出的谐波含量就会变小。对于无

18、功补偿装置，一般采用y型连接，因为y型连接装置承受的是电网的相电压，型连接装置承受的是电网的线电压。但连接在补偿负序电流时有其优势。考虑到本文所设计装置的控制算法中包含负序电流，所以主电路选择型连接。其中每一相由2个具有独立直流电容的2h桥功率单元组成，共需要6个模块。 3.2.2 主要参数计算1) igbt参数设计采用无零序电流设计，根据图3-2列写kcl方程，再加上以下约束条件： 可得：，得： ， 设计电感：ls=30mh（后面有详细的计算） 图3-2等效电路图需要的母线电压为。每相2个h桥模块串联，要求每个模块直流侧电压为500v。选用40a/800v/2u 的igbt，工作在 20a（

19、峰值）/500v。2) 双向晶闸管参数的设计双向晶闸管的每个晶闸管只工作半个周波，其有效值是： 通态平均电流为。选用20a/1000v的双向晶闸管，工作在5.9a/500v。3) 电容参数的设计根据设计公式得：其中，为电网电压有效值；为电网角频率；为并网逆变器输出电流有效值。考虑足够的余量，取电容值。4) 连接电抗器参数的设计根据设计公式，在满足稳态指标，电流过零时快速跟踪电流要求以及满足电流峰值时抑制谐波要求可得电感取值范围：上式中，为逆变器输出电压，为电网线电压峰值，为交流侧基波电流峰值；为等效开关周期，n为逆变桥个数，为谐波电流脉动幅值最大允许值（取最大输出电流峰值的20%），代入数据得

20、：最终取电感值30mh。3.3 控制电路硬件设计3.3.1 控制电路总体结构控制电路是整个系统的重要组成部分，决定着装置的正常运行和功能实现。考虑到整个系统对实时性的要求比较高，结合数字控制的一些特点，最终采用dsp+fpga的全数字控制方案，整个控制系统结构如图3-3所示。其中，dsp选择的是ti公司的tms320f28335，主要实现了基波电网电压锁相、指令电流运算、直流侧电压控制、系统过压、过流保护等功能；fpga选择的是altera公司cyclone 系列的ep2c8q208c8n，主要实现pwm信号的产生；为了确保采样的精度，没有采用dsp内部ad，而是选择了ad公司的芯片ad765

21、6，这是一个16位ad芯片，有6个采样通道，并行转换，输入信号范围为。由于需要采样的信号包括三相电网电压、和三相电网电流、，statcom输出电流、以及负载电流、，各2h桥直流侧电容电压共18路信号，故共需3片ad7656。图3-3控制电路硬件结构框图3.3.2 信号调理电路在对被采样信号做调理之前，需要完成电网电压、负载电流、装置输出电流等信号的检测。当需采集的信号为电压信号时，采用电压传感器lv-28p对信号进行转换；当需要采集的信号为电流信号时，采用电流传感器lt108-s7对信号进行转换。本装置的信号调理电路分为两级，第一级为抗混叠低通滤波器，主要作用是去除信号中的高频分量，第二级为信

22、号放大电路，将滤波后的信号幅值调整到0-9v，输入ad转换器以完成信号采样。信号调理电路如图3-4所示。由于被采样信号频率为50hz，所以设计截止频率为100hz的同相输入一阶低通滤波器，电路中各参数为r1=10k，r2=10k，r3=510，c1=0.1uf，第二级信号放大电路各参数为r5=6.2k，r6=6.6k，r8=20k。图3-4 信号调理电路3.3.3 过零点检测电路算法中需要用到大量的dq变换和dq反变换，这些地方都需要相位同步，因此，准确的锁相对于实现控制算法具有很重大的作用。从硬件上来说，要求电路能够准确检测出正弦电网电压信号的过零点，为后面采用软件方法实现锁相提供条件，过零

23、点检测电路如图3-5所示。图3-5 过零点检测电路在该电路中，输入信号为调理电路的输出，其信号幅值大约为9v左右，因调理电路为反相输出，所以再加入一个反相跟随电路，恢复输入信号相位的同时也实现信号隔离。将此输出信号接入由lm311构成的比较器，即可检测出电网电压的过零点。考虑电网电压存在扰动，所以将比较器设计为迟滞比较电路，滞后量由r13和r15的大小决定，取滞后量为1mv，根据图3-5，可知滞后量的表达式为：为此，选取r15为，r13为。当电路中输入的正弦波信号高于零电压时，由lm311的特性我们可知，输出为5v高电平，当电路中输入的正弦波信号低于零电压时，输出则为低电平，通过该电路，将输入

24、的正弦信号变为幅值为5v的方波信号，正弦波的过零点对应方波信号的上升沿。dsp捕捉过零点检测电路输出信号的上升沿，即可得到原正弦信号的过零点。3.3.4 保护电路对于过压过流等故障情况，设计了相应的保护电路，过压过流保护电路如图3-6所示。图3-6保护电路保护电路的输入端接信号调理电路的输出，电路分为三级。第一级为lm324与二极管组成的取绝对值电路，将正负电压转化为正电压以便进行比较。但是，取信号绝对值电路输出并不具备带负载能力，因此需要在取决定值电路的输出端加跟随器，提高带负载能力。第二级跟随器电路由lm324构成，其输出接入由lm311组成的第三级比较电路。正常情况下，调理电路的输出信号

25、幅值为0-8v，所以非故障情况下，输入lm311的信号幅值最大为8v。因此，设置保护电路的电压阈值为9v。该值由图3-6中r21和r20的大小决定，具体数值为：选取r20为，r21为，此时对应的电压阈值为9v,对应到实际系统中，过压过流额度为12.5%。根据lm311输出特性可知，当输入信号电压幅值小于9v时，保护电路输出为低电平，当信号幅值高于9v时，输出为高电平。dsp检测此电路输出信号的电平，即可确定是否进入保护状态。4. 系统软件设计软件设计包括三个环节，首先就是对采样信号按照反馈解耦的控制算法进行处理，得到无功补偿的指令电压信号；然后根据指令电压信号，按照单极倍频cps-spwm的调

26、制方法生成驱动开关管的pwm信号；最后完成功率单元和控制单元之间通信，使两部分之间可以进行信息的交换。其中，每个单相的程序结构主要由缓存单元、分频单元、控制单元、增减计数器单元和收发模块组成，共同协调完成向dsp发送直流电压和工作状态、产生多种频率的信号、产生数字式的移相载波以及对这些信息的整合等一系列复杂任务。4.1 指令电流计算的软件实现无功补偿的指令电压信号是通过反馈解耦控制算法计算得出的，程序主要分为主程序和定时器中断程序两部分。4.1.1 主程序流程图主程序流程图如图4-1所示。图4-1 主程序流程图对于主程序，首先dsp接收各个h桥模块的指令电压信号、开关周期信号等，同时发送各个h

27、 桥模块的直流侧电压和工作状态。通过分频产生多种频率的占空比为二分之一的方波信号，以代表着不同的信息含义。dsp接收到控制信息和h 桥模块传送来的状态信息，对这些信息整合之后得出其他功能块的控制信息指挥他们协调工作，将电路状态报告给上位机。计数器产生数字式的移相载波，dsp将h桥模块指令电压信号与数字式的相移载波进行比较，得出 h桥模块开关管的开关信号，并将这些信号转换为不同频率的方波，根据指令选择相应频率的方波发送给h桥单元，同时将h桥模块发送来的状态信息和直流母线电压信息进行解码，得出直流母线电压值和状态信息，并读取直流母线电压值和状态信息从而做出决策。4.1.2 捕获中断子程序流程图捕获

28、中断子程序如图4-2所示，硬件电路实现了电网电压过零点的检测，此中断就是由过零点检测电路输出方波的上升沿触发，以判断是否进入epwm1中断和fpga使能。图4-2 捕获定时器中断程序流程图4.1.3 epwm1定时器中断程序流程图epwm1定时器中断程序流程图如图4-3所示。进入中段后，首先初始化各检测量和dac通道，复位正弦表后读取采样值并判断工作状态。确定无故障并且开关器件已准备好后根据反馈解耦控制算法计算出指令电压信号，通过一定的调整，即可得到pwm的调制波信号。图4-3 epwm1定时器中断程序流程图4.1.4 状态解耦控制及直流侧电压控制程序流程图状态解耦控制算法及直流侧电压控制算法

29、的软件实现流程图如图4-4所示，根据2.2和2.6的分析，首先，进行所需要的各电气量的采样，当捕获计数值达到一定要求后，计算dq变换所需要的数学量值及直流电压控制所需要的电流、电压量值，后对三相补偿电流和电网电压进行dq变换，同时进行指令电流运算和pi调节，输出量经dq反变换即可得到指令电压信号。图4-4 状态解耦控制程序流程图4.2 pwm信号的生成这部分由fpga实现，dsp进行控制。当dsp通过地址译码选中fpga后，将三角波技术周期，计算所得指令电压等数据送入fpga，按照单极倍频cps-spwm的调制方法进行处理运算最终产生pwm信号，程序结构框图如图4-5所示。图4-5 用fpga

30、生成pwm信号程序结构框图其中，各模块具体说明如下：1) 译码模块实现和dsp之间的连接和通信，由dsp通过地址信号译码选择fpga并将数据传送给fpga，数据包含三角载波计数周期和指令电压数值。2) 锁存模块将dsp传送过来的指令电压信号进行锁存，锁存时钟信号由三角波计数器的计数方向决定（加1计数时为0，减1计数时为1），保证比较器在产生pwm波时，三角载波的一个周期内调制波信号数值不发生变化。3) 三角波发生器模块产生多路具有一定相位差的等幅值等频率三角波信号，作为pwm驱动波的载波信号。三角波的产生我们采用计数器实现，以其中一个为例，就是计数从0开始，按照clk进行加1计数至计数最大值（

31、period），然后改计数方向为减1计数，减至0后重新开始加1计数，如此循环即可得到周期性三角载波信号，由于各计数器最大计数值period相同，所以得到的三角波是等幅值等频率的。至于各三角波之间的相位差，我们可以通过赋不同的计数初值和初始计数方向（加1或者减1计数）来实现。对于两模块串联，参考图2-10（b）可知，90度的相位差可以通过如下操作实现：第一个三角波计数初值为period的一半，进行加1计数；第二个三角波计数初值为0，进行加1计数；第三个三角波计数初值为period的一半，进行减1计数；第四个三角波计数初值为period，进行减1计数。4) 比较器模块对调制信号和三角波进行比较，产

32、生各开关管所需的pwm波。5. 系统创新链式statcom设计的关键之处是无功补偿指令电流的计算和驱动开关管pwm信号的调制。指令电流计算采用了反馈解耦控制算法，pwm信号生成采用单极倍频cps-spwm技术，利用dsp的强大数据处理功能，完成了对电网的无功补偿。系统设计的关键点与创新点如下：1) 串联多电平技术一般来说，大容量的器件只能工作在较低的开关频率下，而较高开关频率的器件只能应用于小容量的电力电子装置中，输出功率的能力和开关频率之间是相互矛盾的。然而，采用串联多电平技术，将各模块串联使用，能够使电能质量控制器在很高的等效开关频率下，承受更高的电压等级，输出更大的功率，为电能质量问题提

33、供了一种很好的解决方案。2) 反馈解耦控制算法当电网电压基本维持恒定时，控制无功电流即可以实现对无功功率的调节。系统控制要求补偿器输出的电流能够实时跟踪其指令电流的变化，反馈解耦的控制算法，是一种基于状态解耦的pi控制策略，能够很好的跟踪突变的参考电流，使系统能够实现无功补偿的功能。3) 直流侧电压均衡控制直流侧电压稳定是系统实现无功补偿的重要前提条件，传统的方法是增加额外的电路来实现对直流侧电压的控制。本设计通过软件算法，使直流侧能够通过各模块h桥双向开关充电，从而在不增加额外硬件成本的情况下实现了直流侧电压的稳定和均衡。4) 单级倍频cps-spwm单级倍频cps-spwm技术是一种适用于

34、大功率电力开关变流器的优秀调制策略，能够在较低的器件开关频率下实现较高等效开关频率的效果，而且提高了装置的容量，有效地减小输出谐波，提高了整个装置的信号传输带宽。6. 评测与结论6.1 测试方法与仪器1) 测试仪器三相可编程电源，四通道示波器dpo3014等。2) 测试方法该装置的主要功能是补偿电网无功功率，测试内容为以下四个方面。第一部分，观察直流侧电压的启动过程，并测试各模块直流侧电压的稳定和均衡；第二部分，测试statcom输出端电压波形，验证单级倍频cps-spwm调制方法的正确性；第三部分，测试在特定负载情况下，statcom输出电压电流波形，检验系统的无功补偿效果；第四部分，测试系

35、统过压过流等故障情况下的保护功能。测试示意图如图6-1所示，第一部分对应直流侧各模块电容电压，第二部分对应ca，cb，cc三点电压波形，第三部分对应sa，sb，sc三点电压电流波形。图6-1 测试点位置示意图6.2 测试项目及结果6.2.1 直流侧电压启动过程及控制效果首先，测试直流侧电压的启动过程，共分为两个步骤。第一步，在a、b、c三相h桥模块各串联一个的限流电阻，使变流器的开关管igbt处于闭锁状态，利用与igbt开关管的反并联二极管实现不可控整流，从电网吸收有功功率，对h桥直流侧电容充电，结束后，直流侧电压进入稳态，即h桥模块直流侧电容电压之和等于电网线电压峰值；第二步，时间继电器动作将限流电阻短接，然后，解锁整个变流器的开关管驱动脉冲，利用pwm高频整流继续从电网吸收有功功率，将直流侧电容电压升高到给定值并稳定在其附近。实验时，利用三相可编程电源模拟三相电网，若给定电网电压为40v，第一阶段为开关管反并联二极管不控整流阶段，稳定后h桥模块直流侧电压为24.5v，当h桥模块直流侧电压值趋于稳定以后控制继电器动作把限流电阻短接，进入第二阶段，即pwm高频整流，实验波形如图6-2所示。图6-2 直流侧电压启动过程波形图6-2给出了pwm高频整流阶段h桥模块直流侧电压的实验波形，两个h桥模块的直流侧电压恒定上升到给定值75v附近。当h桥单相