MC34063DCDC变换器特点及应用.

1、 MC34063 DC/DC变换器特点及典型应用 能输出1.5A 降压式变换器和电源反向器。 MC34063是一单片双极型线性集成电路，专用于直流-直流变换器控制部分。片内包含有 温度补偿带隙基准源、一个占空比周期控制振荡器、驱动器和大电流输出开关， 的开关电流。它能使用最少的外接元件构成开关式升压变换器、 MC34063的封装形式为塑料双列 8引线直插式。 特点： 能在3.0-40V的输入电压下工作 短路电流限制 低静态dianliu输出开关电流可达1.5A （无外接三极管） 输出电压可调 工作振荡频率从 100Hz至100KHZ 降压或反向电源变换器 可构成升压、 内部框图 电路原理 振荡

2、器通过恒流源对外接在CT管脚 荡波形。充电和放电电流都是恒定的， C输入端在振荡器对外充电时为高电平， （3脚）上的定时电容不断的充电和放电，以产生振 所以振荡频率仅取决于外接定时电容的容量。与门的 D输入端在比较器的输入电平低于阈值电平时为高 电平。当C和D输入端都变成高电平时，触发器被置为高电平，输出开关管导通，反之， 当振荡器在放电期间，C输入端为低电平，触发器被复位，使得输出开关管处于关闭状态。 电流限制SI检测端（5脚）通过检测连接在 V+和5脚之间的电阻上的压降来完成功能。 当检测到电阻上的电压接近超过300mV时，电流限制电流开始工作。这时通过CT管脚（3 脚）对定时电容进行快速

3、充电，以减少充电时间和输出开关管的导通时间，结果是使得输出 开关管的关闭时间延长。 极限参数 整ft 聘号 敷億 車位 V* 40 V Vvcmn 04140 V Jf3tfT肛电冏UFk awi 祀 V 個呂删 4C V 1 川戈忡如11械一蘇w様屯压 VOfSV| 40 V !畀副计監电楼41金 巾CRI 4C V 琢 1-5 A 典型应用电路 升压变换器 升压变换器 （大电流） 降压变换器(大电流) n 1 1 7R a1 72 低成本DC/DC变换器芯片MC34063介绍 MC34063是一块单片 DC/DC变换控制电路，内含直流到直流变换器所要求的主要功 能。这些功能有：带有温度补偿

4、的基准电压源、比较器、带激励电流限制的占空比可控振荡 器、驱动器和大电流输出开关等。该电路是专为降压、升压和倒相应用所设计的，应用时外 围元器件少。 特点 1.5A 100KHZ工作频率基准精度 3.040V输入工作电压低备用电流电流限止输出开关电流 2%封装形式：DIP8 方框图和引出端功能 引出端序号符号 1 CSW开关集电极 2 ESW开关发射极 3 GT定时电容器 功能引出端序号符号功能 5 INCOM比较器反相输入 6 VCC电源 7 Ipk 电流限止传感 4 GND地8 CDR驱动器集电极 极限参数(Tamb=25：) 参数符号数值单位 电源电压Vcc 40 V 比较器输入电源范围

5、 Vi(com P)-0.3+40 V 开关集电极电压 Vc(sw) 40 V 开关发射极电压Ve(sw) 40 V 开关 C- E 电压 Vce(sw) 40 V 驱动器集电极电压 Vc(dr) 40 V 驱动器集电极电流 Ic -55100 mA Isw 1.5 A 1.25 W 150 C 开关电流 功耗PD 工作结温Tj 工作环境温度Tamb 070 C 贮存温度 Tstg -65150 C 电特性(除非特别说明，Tamb=2C , Vcc=5V ) 参数名称符号测试条件最小典型最大单位 振荡器 频率 fOSC Vpin=0V, CT=1.0 24 33 42 kHz 充电电流 Ich

6、q Vpin5=540V 24 35 42 卩 A 放电电流 Idischg Vpin5=540V 140 190 260 卩 A 放电、充电电流之比K V7=Vcc 5.2 6.1 7.5 电流限止传感电压 VIPK 250 300 350 mV 输出开关 饱和电压 Vce(sat)达林顿联接 lsw=1.0A Pin 1 to Pin81.0 1.3 V 饱和电压 Vce(sat) Isw=1.0A Rpin 8=82 Q0.45 0.7 V 直流电压增益 hFE Isw=1.0A, Vce=5.0V 50 120 集电极 OFF 状态电流 Ic(off) Vce=40.0V0.01 10

7、0 卩 A 门限电压 Vth Tamb=25C 1.225 1.25 1.275 V Tamb=0：70 C 1.211.29 门限电压线路调整 Reg Vcc=3.040V1.4 5.0 mV 输入偏置电流IIBVin=0V-40 -400 nA 电感降压式DC/DC变换器：电路原理框图如图所示。 V 严 琴!卩沟道 2W 控制 电路 图 电感降压式DC/DC变换器原理框图 图中，VIN为输入电压，VOUT为输出电压，L为储能电感，VD为续流二 极管,C为滤波电容，R1、R2为分压电阻，经分压后产生误差反馈信号 FB， 用以稳定输出电压和调输出电压的高低。 源开关管V既可采用N沟道绝缘栅 场

8、效应管（MOSFET），也可采用P沟道场效应管，当然也可用 NPN型晶体管 或PNP型晶体管，实际应用中，一般采用 P沟道场效应管居多。 降压式DC / DC变换器的基本工作原理是：V开关管在控制电路的控制下 工作在开关状态。开关管导通时，FIN电压经开关管S、D极、储能电感L和电 容C构成回路，充电电流不但在 C两端建立直流电压，而且在储能电感 L上产 生左正、右负的电动势；开关管截止期间，由于储能电感L中的电流不能突变， 所以，L通过自感产生右正、左负的脉冲电压。于是， L右端正的电压滤波电 容 C 一续流二极管VDL左端构成放电回路，放电电流继续在C两端建立直流 电压，C两端获得的直流电

9、压为负载供电。因此，降压式DC/DC变换器产生 的输出电压不但波纹小，雨且开关管的反峰电压低。 LT1111是一种新型的多用途、低功耗、输出电压可调的DC-DC变换器，可以配置为升压、 降压或反压变换器，特别适合低成本、 电池供电的小型手持式设备的电源部分的设计。本文 详细描述了基于 LT1111的多种DC-DC变换器设计方法，并对电感、电容、二极管等外围 元件的选择提供合理的建议。 LT1111是凌特公司的一种新型多用途 DC-DC变换器核心芯片，内部集成有72kHz的固定 频率振荡器、1.25V基准参考源、两个比较器和输出驱动器（包括一个通过电流可达 1A的功 率开关）等部件。LT1111

10、工作时其外部只需极少的元器件 （一般应用只需要 3个外围器件）, 可以在2V30V输入电压范围内工作，而且可以由用户设置功率开关的最大通过电流。 降压或反压变换器的能 低功耗的应用的需 LT1111能够以8脚的小封装、300 uA的静态功耗提供配置为升压、 力，因而可以充分满足各种对成本和电路板空间有限制而又要求高性能、 要。 LT1111 的工作原理 是一种门控振荡器 型的开关电源调整芯片。这种结构消耗的电源电流非常小，因为 LT1111中的开关才会启动调整工作。芯片具体的工作 （FB）和芯 LT1111 只有当反馈脚的电压低于参考电压时 原理见图1。其中，比较器 A1是调整器的核心，它的两

11、个输入端分别连到反馈脚 片内置的1.25V基准参考电压上， 4 Hy. A1将反馈脚（FB）上的电压（由输出端反馈回来）与1.25V 参考电压相比较。当FB脚上的电压低于 1.25V时，A1就会启动芯片内部 72kHz的振荡器； 驱动放大器将振荡器的输出信号放大，以驱动输出级的NPN型功率开关。功率开关输出的 结果是输出电压和 FB脚上的电压都得到了提高。 当FB脚上的电压大到可以触发比较器A1 翻转的时候，振荡器就会被 令整个环路保持稳定。 率补偿。一般情况下， 器输出为低的时候， 降到300 uA O A1关闭。不过比较器 A1会延迟一点时间后才翻转，这样可以 这个延迟设计是在芯片内部完成

12、的，不需要在芯片外部再作额外的频 LT1111内的振荡器的启动时间和关闭时间均为7八 另外，当比较 振荡器及其它各功耗较高的电路都会被关闭，使得LT1111的静态电流 图1中的增益模块 质上是一个比较简单的 PNP输入的运算放大 器，它的正输入管脚连 在SET管脚上，而其负 输入管脚连接到芯片内 部集成的1.25V基准参 考源上。A2的输出结构 为漏极开路输出，它可 配置为电池欠压检测 器、线性后置调整器， 或是误差放大器。如果不作这些用途，A2就可以悬空不用。其中的电池欠压检测器是在芯 片的ViN和GND管脚之间连接一个电阻分压器 （R1+R2）,该分压器的中点与 SET管脚相连, 以提供A

13、2的翻转触发电压。A2翻转后，其输出 A0可以吸收300 uA的电流，用于外部控 制。原理图见图 2。 A2实 图1 : LT1111的原理框图。 图2中的电阻R1、R2 的阻值应尽可能小，以 使SET管脚上的偏置电 流的偏差尽可能小。R3 的最佳取值范围在 1M-10MQ之间，主要作 用是产生一点延迟时 间，以便增益模块能较 准确地捕捉到触发点。 不过，加入R3后电路的 触发点会有少许变化， 设计工程师应当注意到 这一点。 VflAT LT1111 % REF AQ SET GNO 1 R1 图2 :增益模块配置为电池 欠压检测器的典型接法。 图3就是LT1111的典型 应用，图中连接Ili

14、m管脚和ViN管脚之间的电阻 的最大电流。如果开关电流超过这个预设值，则 不再输出），以确保开关电流不会超过LT1111 似的器件所不具备的， 劉处理暮 VLB-1.g5V /注亘电池tt技点 R2 = 33kil R3 = 1.6MU R3用于设置LT1111内的功率开关可通过 开关周期将提前结束（即开关关闭，振荡器 所能承受的最大值。这一特性是其它原理类 而且该特性允许变换器的输入电压范围扩展得很宽，也不会令电感进 R3选择了恰当的阻值，可以保证开关电流在整个输入电压范 R3可以省掉，只须 入饱和状态。换言之，如果给 围内都被限制在指定的范围以内。如果电源电路的工作电流不大，那么 将Ili

15、m脚和Vin脚直接相连。 5V 和 12V。 管脚）应该与 LT1111-5 和LT1111-12 在功能上和 LT1111是完全相同的，只是 LT1111-5 和LT1111-12 的版本在片内已经集成了设定输出电压为5V和12V的电阻，其输出电压固定为 也就是说，在-5和-12这种固定输出电压 LT1111上，其管脚8（即FB/SENSE 输出电压管脚直接相连，而不再需要任何外部电阻。 降压变换器的工作原理 LT1111配置成降压变换器的典型电路见图 由功率开关的发射极来驱动外部电感。 4。 LT1111 内功率开关的集电极与 VIN相连，而 当LT1111片内的比较器 升高到（V|N-V

16、sw）,这样，电压（Vin-Vsw-Vout）将降落在 到开关即将关闭前，流经 A1触发振荡器开始调整动作, 并打开功率开关时，SW2管脚电压 L1上。显然，L1中将出现一个电流。 L1的电流值为: FEAK =；f (W 当开关关闭时，SW2管脚的电压快速下降到比地 电位还低。当SW2电压下降到比地电位还低 0.4V 时，D1导通，这是因为 SW2管脚的电压绝不允许低于-0.5V , D1是用来箝位的。注意， D1必须选用肖特基二极管。若选用硅基的肖特基二极管（如1N4933），可以允许SW2脚上 的电压低至-0.8V，不过这么低的值可能在LT1111内部产生过大的功耗。此时变换器的输 出电

17、压可表示为： 齐w二（/+普 H/25V） 电阻R3的加入限定了流经功率开关的最大电流。 这只电阻在那些输入电压范围很宽的应用中是非 常重要而且是必须加入的。如果不加入R3，则开关打开后将在每个周期中都持续一段固定 长度的时间，在某些情况下，流经L1的电流可能会过大，甚至超过开关的承受范围，并可 能使电感进入饱和状态。这只100Q的电阻可以确保开关在电流达到700mA左右时关闭。 值得注意的是，使用 LT1111构造降压变换器时，该变换器的输出电压不能超过6.2V。如 果用户需要产生更高一点的电压，可以取一只二极管 1N5818与SW2脚串联（1N5818的正 极连SW2管脚）。 如果负载需要

18、更大的电 流来驱动，可以使用一 只分立的PNP晶体管来 放大降压变换器的输出 电流，如图5所示。 4 C2 凰3 100U Ilim Wn SWI FS LT1111 L1 swa 图4 : LT1111配置为降压变换器的典型电路。 图5所示的电路可使最 大可通过的开关电流提 升至2A。计算电感值的 公式在下文-降压变换 器中电感的选择”中再作 说明，式中的Vsw可引 用下面的相对保守一点 的公式来计算： 1,0 V 电阻R2的作用是构成关闭 Q1的电流通路，R3是Q1的基极驱动，R4、R5用来设置输出 电压。 1. 如何选择电感 DC-DC变换器的本质是将电能以 磁通量的形式储存在电感中，然

19、后再将该能量转移到负载 上。正因为储存的是磁通量，而不是充电电荷，所以只要选择恰当的开关策略，就能使输出 电压比输入电压高、 低或者极性相反。为实现高效的能量转移，配合LT1111使用的电感应 该满足三个要求：首先，电感的感应系数应当很小，以保证在最差情况下（输入电压最低、 其次，电感必须能够存得下需求的磁通量，也就是电感不能进入饱 的常规设计中，可以使用铁氧体工艺制造的可表面贴装的小型电感， 300mA1A，同时直流电阻小于 0.4 Q的条件；最后，电感的直 因为这会使电感产生过多热量。在 功率开关打开的时间最短）电感中能存储到足够的能量，但感应系数也不是越小越好，因为 还要保证在另一极端情

20、况下 （输入电压最高、开关打开时间最长 儿T1111及电感的最大（开关） 电流指标不至于被突破； 和状态。在基于LT1111 只要它们满足饱和电流为 般圆弧形状的电感对减少电磁干扰有比较好的作 就是在选择电感前一定要先确定整个电源电路的输入电压、输 流电阻越小越好，以保证电感线圈不会消耗过多的能量， 选用电感时还应考虑到电磁干扰的问题， 用。还有一点也是最重要的， 出电压、输出电流的最 小值和最大值。 di 图5 :大电流输岀的 LT1111降压变换器 在降压变换器设计中如何选择电感 降压变换器与升压变换器不同，在充电和放电期间，电感的电流都流经负载。 在降压模式下， LT1111的开关电流应

21、限制在 650mA左右。如果需要获得更大的电流值，可参考图5所示 在不同的输入电压条件下，控制好 Ilim管脚是最重要的。 的扩流电路。换言之， 如果定好了输出电压、 输出电流和输入电压范围，则最大的开关电流可依下式计算: 2人川丁 = _* X - -h b, 式中，DC为占空比（一般取0.50） , Vsw为降压模式下功率开关上的压降，Vd为二极管上的 压降（1N5818肖特基二极管可取 0.5V） , Iout为输出电流，Vout为输出电压，Vin为输入电 压的最小值。经实测得知，Vsw实际上是开关电流的函数，而开关电流又是Vin、L、时间、 VOUT 的函数。为了简化计算，可以认为Vs

22、w的值为1.5V，实际上这个取值是比较保守的。 一旦 IpEAK值确定了，就能算出所需的电感值: =5灯 般取值为 其中，toN为开关打开的时间（LT1111 7卩S。 然后可以选定用于限制 IPEAK电流的串联电阻 Rlim的阻值了。这个电阻可以保证当输入电压 增加时最大开关电流仍保持不变。 例如，假设我们要设计一个输入电压为 降压变换器，则首先可求出： 12V24V、输出电压为5V、输出电流为 300mA 的 2(3()()RkV 0.501乙1.5+05 =6(K)wvl 接下来可以求出电感值: L = H X 7/.V = 64“ 600nvl产 64 H的那 LT1111 的 特性曲

23、线上选择 Rlim的值，本例中，当 用户可以采用小于 64 H、但又最接近 个工业标准值（即56卩H）。之后可以从 IPEAK 为 600mA 时，Rlim 可取 56 Q。 2. 如何选择电容 如果这个滤波电容选择得不好，那么变换 我们通常使用的普通铝电解电容，虽然比 （ESR）和等效串联电感（ESL）的特性都比较差， 变换器设计的ESR值较小的铝 ESR值可以做得很小。钽电容 LT1111的变换器中，使用上述 500mA），不同的电容表现是不 120mV，而使用专用铝电解电 选择合适的输出电容和选择合适的电感同等重要。 器的效率可能会降低，输出纹波也有可能比较大。 较便宜而且容易买到，但它的等效串联阻抗 不适合配合LT1111使用。市场上有专为开关式的DC-DC 电解电容，它们的特性比普通的铝电解电容好很多，特别是 的特性也非常好，只是价格比较高。通过实验得知，在基于 三种容量均为100卩F的电容（假设变换