光伏电源逆变器的设计

1、邢台职业技术学院毕业论文光伏电源逆变器光伏电源逆变器的设计摘 要随着传统的三大化石能源日渐枯竭，绿色能源的开发和利用将会得到空前的发展，太阳能作为世界上最清洁的绿色能源之一，起并网发电备受世界各国普遍关注。而光伏并网发电系统的核心部件，如何可靠的高质量地向电网输送功率尤为重要，因此在可再生能源并网发电系统中起点能变换作用的逆变器成为了研究的一个热点。为此本文仍然采用“全桥逆变+LC滤波+工频升压”的逆变电源设计方案。整个系统设计分为SPWM波形产生电路、H桥驱动及逆变电路、欠压过流保护电路。在SPWM波形产生环节，本文采用脉宽调制芯片SG3525的为核心。由文氏桥振荡电路产生50Hz的正弦波基

2、准信号。然后经过精密整流、放大等处理输入到SG3525的补偿信号端，从而输出SPWM波。最后进行死区延时，输入到驱动电路中。在驱动电路设计环节中，本文采用两片IR2110半桥驱动芯片构成全桥驱动电路。输出侧逆变电路中开关管选用耐压值高的MOSFET。然后经过工频变压器进行升压到市电，供家用电器使用。对输入、输出进行采样，实时监控是否欠压、过流，进行保护动作。最后，给出额定功率为500W（输入电压12V输出交流220V）的单相逆变器样机的试验波形。关键词：光伏电源，逆变器，SPWM，SG3525，IR2110目录前言1第1章 系统设计概述31.1 光伏电源逆变器的基本结构和设计要求31.1.1

3、系统的基本结构31.1.2 系统的基本设计要求31.2 系统电源设计41.3 逆变电路41.3.1 逆变电路的基本工作原理41.3.2 电压型逆变电路51.4 SPWM调制技术61.4.1 理论基础61.4.2 单极SPWM调制方式71.4.3 双极性SPWM调制方式8第2章 SPWM调制电路92.1 SG3525芯片介绍92.1.1 功能结构92.1.2 SG3525特性102.2 单极性SPWM调制电路112.2.1 SPWM调制电路结构112.2.2 正弦波发生器122.2.3 精密整流电路142.2.4 误差放大及加法电路152.2.5 SPWM调制162.2.6 时序控制电路17第3

4、章 逆变电路193.1 IR2110芯片介绍233.1.1功能结构233.1.2 IR2110特性243.2 驱动电路设计263.3 输出滤波器设计273.4 保护电路设计29第4章 系统调试284.1 信号板电路的调试324.2 信号板与H桥联调344.3 保护电路调试36结论37参考文献38附录41前言逆变器（INVERTER）就是一种直流电转化为交流电的装置，一般是把直流电逆变成220V交流电。它由逆变桥、控制逻辑和滤波电路组成。广泛适用于空调、家庭影院、电动砂轮、电动工具、缝纫机、DVD、VCD、电脑、电视、洗衣机、抽油烟机、冰箱，录像机、按摩器、风扇、照明等，应用十分广泛1。我国太阳

5、能资源非常丰富，理论储量达每年17000亿吨标准煤。太阳能资源开发利用的潜力非常广阔。太阳电池及组件产量逐年稳步增加。在“光明工程”先导项目和“送电到乡”工程等国家项目及世界光伏市场的有力拉动下，中国光伏发电产业迅猛发展。目前我国光伏发电系统主要是直流系统，即将太阳能电池发出的电能给蓄电池充电，而蓄电池直接给负载供电，如我国西北地区使用较多的太阳能户用照明系统以及远离电网的微波站供电系统均为直流系统。此类系统结构简单，成本低廉，但由于负载直流电压的不同（如12V、24V、48V等），很难实现系统的标准化和兼容性，特别是民用电力，由于大多为交流负载，以直流电力供电的光伏电源很难作为商品进入市场。

6、另外，光伏发电最终将实现并网运行，这就必须采用逆变器，今后交流光伏发电系统必将成为光伏发电的主流。逆变系统是光伏系统的核心环节。常用的逆变系统有电压型、电流型、功率型等，我的设计是电压型逆变器。本设计具有很高的理论价值和现实意义，世界各国都在努力发展太阳能的应用，预计在本世纪20年代用太阳能电池构成发电系统或在家电设备上的应用将成为主流。这就体现了光伏逆变器系统设计的理论意义和现实价值。光伏阵列所发的电能为直流电能，然而许多负载需要交流电能。直流供电系统有很大的局限性，不便于变换电压，负载应用范围也有限。除特殊用电负荷外，均需要使用逆变器将直流电变换为交流电。逆变器除能将直流电能变换为交流电能

7、外，还具有自动稳压的功能，可以改善风光互补发电系统的供电质量，在并网型光伏发电系统也需要使用具有并网功能的交流逆变器。逆变器种类很多，根据逆变器线路逆变原理的不同，有自激振荡型逆变器、阶梯波叠加逆变器和脉宽调制（PWM）逆变器等。根据逆变器主回路拓扑结构不同，可分为半桥结构、全桥结构、推挽结构等。在新世纪，太阳光发电系统逆变器，不仅要求其小型、重量轻、高品质、高效率，还需满足对交流电网的电压、电流波形畸变和电压波动、瞬时停电的种种补偿和抑制功能。形成的综合系统，由于技术含量高，将产生显著的附加值。诚然，达到多功能的目标就会引起主回路的复杂化，不易实现价廉、体积小、重量轻。所以，应尽可能使用简单

8、的主回路来实现上述目标。SPWM逆变器是目前应用最广泛和最普及的一种形式2。因此，我国广大的电子工程人员要尽早掌握这一先进技术，这不仅是提高设计效率的需要，更是我国电子工业在世界市场上生存、竞争与发展的需要。本文以500W光伏电源逆变器为研究设计对象。使用半桥驱动芯IR2110简化了全桥驱动电路的设计，使用SG3525芯片利用SPWM调制技术实现220V/50Hz正弦稳定输出。具体要求指标如下：(1) 输入电压额定为DCl2V，220V正弦交流输出。(2) 输出功率额定为500W。(3) 欠压、过流保护动作。第一章介绍系统概述，阐述系统的基本结构以及系统设计的基本要求，同时概述SPWM调制技术

9、及H桥逆变电路。第二章详细叙述基于SG3525的SPWM调制电路，并给出部分重要模块的Multisim仿真结果。第三章论述IR2110驱动电路及输出滤波器设计。第四章给出系统调试过程及测试波形。第一章系统设计概述1.1 光伏电源逆变器的基本结构和设计要求1.1.1 系统的基本结构控制电路SPWM调制产生SPWM波，经驱动电路加到H桥上实现全桥正弦逆变。然后经LC滤波，工频升压输出220V交流电。由于是对光伏电源进行逆变，光伏电池电量不足时表现出欠压，这就要求输入欠压保护；输出端带载能力有限，这就要求输出过流保护。对输入输出进行采样，以实现输入欠压保护，输出过流保护。系统基本结构框图如图1-1所

10、示。图1-1 系统框图1.1.2 系统的基本设计要求根据设计要求，光伏电源逆变器的主要性能参数如表1-1所示。表1-1 光伏逆变电源性能参数输入直流电压12V光伏电池指标12V/10Ahx4最大充电能力8.0A输出电压（有效值）220V输出额定电流2.5A频率50Hz1.2 系统电源设计整个系统使用到NE5532集成运放，CMOS 4000系列的逻辑门电路，脉宽调制芯片SG3525以及半桥驱动芯片IR2110等。这些芯片的供电电压全部为+12V、-12V所以利用7812和7912两稳压片提供12V的电压。电源系统原理图如图1-2所示。图1-2 电源系统1.3 逆变电路1.3.1 逆变电路的基本

11、工作原理单相桥式逆变电路为例：S1S4是桥式电路的4个臂，由电力电子器件及辅助电路组成。S1、S4闭合，S2、S3断开时，负载电压uo为正S1；S1、S4断开，S2、S3闭合时，uo为负，把直流电变成了交流电。改变两组开关切换频率，可改变输出交流电频率。电阻负载时，负载电流io和uo的波形相同，相位也相同。阻感负载时，io滞后于uo，波形也不同。t1前：S1、S4通，uo和io均为正。t1时刻断开S1、S4，合上S2、S3，uo变负，但io不能立刻反向。io从电源负极流出，经S2、负载和S3流回正极，负载电感能量向电源反馈，io逐渐减小，t2时刻降为零，之后io才反向并增大。（波形图如图1-3

12、所示）图1-3 逆变电路及其波形举例1.3.2 电压型逆变电路逆变电路按其直流电源性质不同分为两种：电压型逆变电路或电压源 逆变电路，电流型逆变电路或电流源型逆变电路。图1-4电路的具体实现。图1-4 电压型逆变电路举例（全桥逆变电路）电压型逆变电路的特点(1) 直流侧为电压源或并联大电容，直流侧电压基本无脉动。(2) 输出电压为矩形波，输出电流因负载阻抗不同而不同。(3) 阻感负载时需提供无功。为了给交流侧向直流侧反馈的无功提供通道，逆变桥各臂并联反馈二极管。1.4 SPWM调制技术1.4.1 理论基础冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量指窄脉冲的面积6，效

13、果基本相同是指环节的输出响应波形基本相同，低频段非常接近，仅在高频段略有差异(如图1-5所示)。图1-5 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波N等分(如图1-6)，可看成N个彼此相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等用矩形脉冲代替，等幅不等宽，中点重合，面积(冲量)相等宽度按正弦规律变化SPWM波形即脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。PWM电压波在每一时间段都与该时段中正弦电压等效，除每一时间段的面积相等外，每个时间段的电压脉冲还必须很窄，这就要求脉波数量很多。脉波数越多，不连续按正弦规律改

14、变宽度的多脉冲电压就越等效于正弦电压。图1-6 用PWM波代替正弦半波1.4.2 单极SPWM调制方式ug1=1 T1通图1-7 单极正弦波PWM调制方式控制电压的分布：（如图1-7，V1，V2为频控臂）当ur0ug2=1 T2通ug2=0 T2断ug1=0 T1断当uruc, ug4=1, ug3=0, T3关断, T4导通ur0uo=0ucuc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号。如io0，V1和V4通，如io0，VD1和VD4通，uo=Ud。2、当uruc时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号。如io0，VD2和VD3通，uo=-Ud。相同的开关频率时，单极性SPWM开

15、关动作次数相对少些，谐波情况好些，多用于单相逆变。双极性SPWM谐波情况差些，用于三相逆变。由以上分析，驱动信号产生示意电路如图1-10：图1-10 驱动信号产生电路第2章 SPWM调制电路2.1 SG3525芯片介绍2.1.1 功能结构电压调节芯片SG3525具体的内部结构如图2-1所示。其中，脚16为SG3525的基准电压源输出，精度可以达到（5.11）V，采用了温度补偿，而且设有过流保护电路。脚5，脚6和脚7内有一个双门限比较器，内电容充放电电路，加上外接的电阻电容电路共同构成SG3525的振荡器11。振荡器还设有外同步输入端(脚3)。脚1及脚2分别为芯片内误差放大器的反相输入端、同相输

16、入端。根据系统的动态、静态特性要求，在误差放大器的输出脚9和脚1之间一般要添加适当的反馈补偿网络。图2-1 SG3525原理图2.1.2 SG3525特性1. SG3525基本特点(1) 工作电压范围8-35V。(2) 5.1V基准电压，精度1%。(3) 震荡频率范围100Hz-500KHz。 (4) 内置软启动开关。 图2-2 SG3525引脚图(5) 逐个脉冲关断。 (6) 带滞回电压的输入欠压锁定。(7) PWM锁定功能，禁止多脉冲。 2. SG3525各部分功能(1) 基准电压源基准电压源是一个三端稳压电路，其输入电压VCC可在(835)V内变化，通常采用+15V，其输出电压VST5.

17、1V，精度，采用温度补偿，作为芯片内部电路的电源，也可为芯片外围电路提供标准电源12，向外输出电流可达400mA，没有过流保护电路。(2) 振荡电路由一个双门限电压均从基准电源取得，其高门限电压低门限电压，内部横流源向CT充电，其端压VC线性上升，构成锯齿波的上升沿，当时比较器动作，充电过程结束，上升时间t1为：比较器动作时使放电电路接通，CT放电，VC下降并形成锯齿波的下降沿，当时比较器动作，放电过程结束，完成一个工作循环，下降时间间t2为：，此时间即为死区时间锯齿波的基本周期T为：因为由上可见锯齿波的上升沿远长于下降沿，因此上升沿作为工作沿，下降沿作为回扫沿。(3) 误差放大器由两级差分放

18、大器构成，其直流开环放大倍数为80dB左右，电压反馈信号从端子1接至放大器反相输入端，放大器同相输入端接基准电压。 (4) PWM信号产生及分相电路比较器的反相端接误差放大器的输出信号ue，而振荡器的输出信号uc则加到比较器的同相输入端，比较器的输出信号为PWM信号，该信号经锁存器锁存，分相电路由二进制计数器和两个或非门构成，其输入信号为振荡器的时钟信号，并用时钟信号的前沿触发，输出为频率减半的互补方波，这些方波和PWM信号输入到或非门逻辑电路。其结果是，所有的输入为负时，输出为正。这样的输出每半周期交替为正，其宽度和PWM信号的负脉冲相等。脉冲很窄的时钟信号输入到逻辑或非门电路，可使两个门的

19、输出同时有一段低电平，以产生死区时间。(5) 脉冲输出级电路输出末级采用推挽输出电路13，驱动场效应功率管时关断速度更快。11脚和14脚相位相差180，拉电流和灌电流峰值达200mA。由于存在开闭滞后，使输出和吸收间出现重叠导通。在重叠处有一个电流尖脉冲，起持续时间约为l00ns。可以在13脚处接一个约0.luF的电容滤去电压尖峰。2.2 单极性SPWM调制电路2.2.1 SPWM调制电路结构u2u1精密整流电路误差放大加法电路直流分量50HZ同步方波SG3525调制时序控制50HZ正弦波Q1 Q2 Q3 Q4U3u4u5图2-3 SPWM控制电路框图如果想要得到正弦电压的输出，就要使逆变电路

20、的控制信号以SPWM方式控制功率管的开关，得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压本系统方案通过SG3525来实现输出正弦电压，首先要得到SPWM的调制信号要想得到SPWM调制信号，必须要有一个幅值在13.5V且按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG3525脚9，并与锯齿波进行比较，来得到正弦脉宽调制波，实现SPWM的控制电路框图如图2-3所示。基准50Hz的方波由文氏桥产生正弦波再经过整流生成，用来控制输出电压有效值和基准值比较所产生的误差信号，当电源输出电压发生变化时，会改变正弦信号的幅值，使得SG3525输出脉宽也跟着发生相应的变化。2.2.2 正弦波发生器本设计采用文氏桥振荡电

21、路产生50Hz正弦波(图2-5)，利用RC串并联（图2-4）选频网络的选频特性。图2-4 RC串并联网路传输系数： （2-1）式2-1中：.分析上式可知：仅当w=时，达最大值，且u2与u1同相，即网络具有选频特性，决定于RC。震荡频率： （2-2）稳定振荡条件AuF=1，|F |=1/3，则考虑到起振条件AuF1，一般应选取RF略大2R1。如果这个比值取得过大，会引起振荡波形严重失真。由式（2-2）得：由运放构成的RC串并联正弦波振荡电路不是靠运放内部的晶体管进入非线性区稳幅，而是通过在外部引入负反馈来达到稳幅的目的。一般要在电路中加入非线性环节。在Rf串联两个并联二极管，利用电流增大时二极管

22、动态电阻减小、电流减小时二极管动态电阻增大的特点，加入非线性环节，从而使输入电压稳定。在Multisim仿真波形如图2-6。图2-5 50Hz文氏振荡电路图2-6 50Hz振荡电路仿真波形 2.2.3 精密整流电路精密整流电路的功能是将微弱的交流电压转换成直流电压14。但是本设计整流输出并未经过滤波环节，故仅把正弦波整为馒头波。精密整流电路的原理图如图2-7，整流电路的输出保持输入电压形状，而仅仅改变输入电压相位。输入电压为正弦波是，输出电压波形如图2-8中u2所示。U3A，U3B组成一个精密整流电路，其特点是，经它整流的正弦馒头波，失真很小，能满足SPWM的要求。图中R14，R15，R16，

23、R17，R18的阻值一定要一致，否则，出来的馒头波会上下波动。在Multisim仿真波形如图2-8。输出50Hz正弦波图2-7 精密整流电路图2-8 精密整流电路仿真波形 2.2.4 误差放大及加法电路U4B起到正弦误差放大作用，从精密整流电路出来的馒头波进入U4B的同相端，经其放大(如图2-9)。U4A是一个加法电路：从U4B出来的馒头波进入U3A的同相端，同时U3A的同相端也接在一个直流电位上，把PP值为2.3V的馒头波垫高2V这个经垫高的馒头波就可以送到SPWM调制电路中。在Multisim仿真波形如2-10。 0 图2-9 误差放大及加法电路图2-10 误差放大及加法电路仿真波形2.2

24、.5 SPWM调制2.3V PP值馒头波图2-11 SPWM波形产生电路SG3525由一个双门限电压均从基准电源取得，其高门限电压低门限电压，内部横流源向CT充电，其端压VC线性上升，构成锯齿波的上升沿，当时比较器动作，充电过程结束，上升时间t1为： （2-3）比较器动作时使放电电路接通，CT放电，VC下降并形成锯齿波的下降沿，当时比较器动作，放电过程结束，完成一个工作循环，下降时间间t2为： （2-4）此时间即为死区时间锯齿波的基本周期T为： （2-5）因为由上可见锯齿波的上升沿远长于下降沿，因此上升沿作为工作沿，下降沿作为回扫沿。主芯片SG3525的接法和一般常规接法有点不同15，因为35

25、25的11、14脚是图腾柱输出，把11、14脚接地，屏蔽了图腾柱的下管，并在13脚接一个上拉电阻做负载，这样做的目的是把原11、14脚的信号合并在一起输出，以大幅度地提高最大占空比。母线电压的利用率也大幅度提高了，可以在94%以上。但从13脚出来的脉冲，是反向的SPWM波，所以要用一个4069把它反回来。震荡电容CT取10nF震荡电阻RT取10K的电阻，如图2-11中C13，R25所示，另一端直接接地。5端与7端直接短接，由式(2-5)的锯齿波的频率为：。把15K的锯齿波信号和100Hz的馒头波信号进行比较，从而产生SPWM波形。2.2.6 时序控制电路用一片NE5532即U1A、U1B组成一

26、个50Hz同步方波发生电路（图2-12）。从文氏桥正弦波振荡器过来的正弦波信号(约12VPP值)，经二个电压比较器U1A、U1B后，产生二路带死区时间的低频同步波，电路中R1，R2决定二路方波的死区时间16。经试验，当用NE5532时，R1、R2取510欧姆时，死区时间大约为100。U1A，U1B用358时死区时间为200。图2-12 50Hz同步波形发生电路对于采用单极性调制的SPWM控制而言，逆变桥一个桥臂上下两只开关管互补开关。由于开关管在开通和关断时都存在延迟时间，如果驱动脉冲以严格互补的方式驱动这两只管子，可能出现两只管子同时开通的情况，造成逆变桥桥臂直通短路，烧毁开关管。为了防止这

27、种情况发生，就必须在互补的驱动脉冲之间加入一定的死区时间。获得死区时间的简单方法是驱动信号的下降沿不延时，仅延时驱动信号的上升沿。这样，死区时间设置电路就可以通过数字电路实现了（图2-13）。高频波死区时间调整电路，由四组电阻、电容组成，死区时间选择2-3，可以按RC时间常数2设置，电阻可选择47K，电容选择47pF，电容应该选择低温度系数介质的，如聚酯电容器、COG介质的陶瓷电容器等。在Multisim仿真波形如图2-14。这样经过这种保护措施的综合运用，就可以防止桥臂短路故障的出现。图2-13 死区延时电路图2-14 死区延时电路仿真波形第3章 逆变电路3.1 IR2110芯片介绍3.1.

28、1功能结构图3-1 IR2110功能结构图LO(引脚1)：低端输出COM(引脚2)：公共端Vcc(引脚3)：低端固定电源电压Nc(引脚4)：空端Vs(引脚5)：高端浮置电源偏移电压VB (引脚6)：高端浮置电源电压HO(引脚7)：高端输出Nc(引脚8)：空端VDD(引脚9)：逻辑电源电压 图3-2 IR2110引脚图HIN(引脚10)：逻辑高端输入SD(引脚11)：关断LIN(引脚12)：逻辑低端输入Vss(引脚13)：逻辑电路地电位端，其值可以为0VNc(引脚14)：空端IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS制造工艺17，DIP14脚封装。具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举

29、电路，其高端工作电压可达500V，dv/dt=50V/ns，15V下静态功耗仅为116mW；输出的电源端（脚3，即功率器件的栅极驱动电压）电压范围1020V；逻辑电源电压范围（脚9）515V，可方便地与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有5V的偏移量；工作频率高，可达500KHz；开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns；图腾柱输出峰值电流为2A。IR2110的内部功能框图如图3-1所示。由三个部分组成：逻辑输入，电平平移及输出保护。如上所述IR2110的特点，可以为装置的设计带来许多方便。尤其是高端悬浮自举电源的成功设计，可以大大减少驱动电源的数目，三相桥式变换器

30、，仅用一组电源即可。3.1.2 IR2110特性1. IR2110基本特点(1) 具有独立的低端和高端输入通道；(2) 悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V；(3) 输出的电源端(脚3)的电压范围为10-20V；(4) 逻辑电源的输入范围(脚9)5-15V，可方便的与TTL，CMOS电平相；(5) 匹配，而且逻辑电源地和功率电源地之间允许有1V的便移量；(6) 工作频率高，可达500KHz；(7) 开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns；(8) 图腾柱输出峰值电流2A。2. 高压侧悬浮驱动的自举原理IR2110用于驱动半桥的电路如图3-3所示。图中C1、VD1分别为自举电容和

31、二极管，C2为VCC的滤波电容。假定在S1关断期间C1已充到足够的电压（VC1VCC）。当HIN为高电平时VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的门极和发射极之间，C1通过VM1，Rg1和S1门极栅极电容Cgc1放电，Cgc1被充电。此时VC1可等效为一个电压源。当HIN为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅电荷经Rg1、VM2迅速释放，S1关断。经短暂的死区时间（td）之后，LIN为高电平，S2开通，VCC经VD1，S2给C1充电，迅速为C1补充能量。如此循环反复。图3-3 IR2110驱动半桥 4. 设计电路应注意以下问题：1）UC3637的RT和CT要适当选择，避免RT上的电流过大，

32、损坏片子；2）驱动电路中C2值要远远大于上管的栅源极之间的极间电容值；3）IR2110的自举元件电容的选择取决于开关频率，VDD及功率MOSFET的栅源极的充电需要，二极管的耐压值必须高于峰值电压，其功耗应尽可能小并能快速恢复；4）IR2110的驱动脉冲上升沿取决于Rg，Rg值不能过大以免使其驱动脉冲的上升沿不陡，但也不能使驱动均值电流过大以免损坏IR2110；5）当PWM产生电路是模拟电路时可以直接把信号接到IR2110；当用采数字信号时要考虑隔离；6）注意直流偏磁问题3.2 驱动电路设计采用功率开关管的变换器电路中，开关管的驱动电路性能的好坏直接关系到变换器的工作可靠性。因此，在变换器设计

33、中，要对功率开关管的驱动进行精心的设计。与晶体管驱动电路不同，对功率MOS管的控制实质上是对MOS管的输入电容C进行充、放电控制，同时驱动电路还要为MOS管的栅-漏电容，亦称米勒电容提供渡越电流CGDdVGD/dt，所以驱动电路的负载为容性网络由于电容上的电荷的保持作用，当器件开通后驱动电路无需继续提供电流。根据上面的分析，得出功率MOS管对驱动电路的要求如下19：(1) 驱动电路延迟时间小；(2) 驱动电路峰值电流大；(3) 栅极电压变化率dv/dt大。综上所述，理想的功率MOS开关管驱动电路应同时具备高速开关和高峰值电流能力。逆变电路采用了全桥式结构，对于全桥式电路而言，桥臂上下功率管的驱

34、动需采用隔离驱动电源。可采用光电耦合 器，但是为了提高驱动电路工作可靠性，采用专用于驱动桥式结构电路的集成电路IR2110可以简化驱动电路设计、提高系统性能。图3-4 IR2110驱动电路IR2110驱动电路原理框图如图3-4所示，其中左上臂HIN_L、左下臂LIN_L、右上臂HIN_R右下臂与LIN_R输入信号分别是Q1、Q2、Q3、Q4，四路单极性的SPWM波形可以保证H桥臂的四个MOS管两两交叉导通，这样实现输出电流的反向，从而使输出端为交流的高频SPWM信号。原理图中MOS管选用耐压值较高，开关速度快的IRF540，IRF540的漏源耐压可达100V。为了保护其不被烧坏，必须在四只MO

35、S管上加上四个散热片。HO、LO端的二极管使用开关管1N4148，实现自举电路的二极管用快恢复二极管。芯片工作电压为+12V，开关管D极电压也为+12V。 3.3 输出滤波器设计输出滤波器将逆变器输出的脉冲宽度调制的功率脉冲转化为模拟电压。当逆变器的输出不加滤波电路时，其输出波形只是SPWM调制波，其中既包含了50Hz基波，又包含了高于50Hz的谐波。为了削弱高次谐波，就需要设置输出滤波器。图3-5 LC滤波器滤波器是一种具有选择性的四端网络，它允许某些频率信号通过，而不允许另一些频率信号通过。允许通过的信号频率范围称为通带，不允许通过的信号频率范围称为阻带，通带与阻带交界的频率称为截止频率2

36、0。从H桥的输出为高频交流信号，要用工频隔离变压器对其进行变换，这就需要先将高频信号转换为50Hz工频信号，此部分通过LC滤波（如图3-5）实现，也可当作以低通滤波器，与小信号电路的低通滤波器不同的是，逆变器的输出滤波器不仅要滤除不需要的高频分量，而且还要在滤除不需要的高频分量的同时，使通过的频带所传输的功率产生的损耗尽可能的低。因此，传统的RC低通滤波器在这里不能应用。而需要采用几乎没有损耗的LC低通滤波器。它的设计原则是对50Hz低频呈低阻抗特性，基本不产生基波压降，而对高频分量呈高阻抗特性。由傅立叶分析可知： （3-1）逆变电路输出的n次谐波有效值Vn经LC滤波后在负载上的n次谐波电压为

37、： （3-2） （3-3）由上此可见n次谐波衰减了倍。逆变器输出电压的频率成分以基频50Hz和开关频率f=15KHz为主。选择截至频率为开关频率的1/10，即150Hz。这样开关频率中更高频的交流分量将被衰减40dB以上，负载选择中间电流值1.25A.RL=220V/2.5A=88输出滤波电容的容量为： （3-4）输出滤波电感量为： （3-5）3.4 保护电路设计为保证电力电子系统正常工作，除了合理设计电路之外，增设电路保护措施是很有必要的。这是因为在装置实际运行时，有许多随机出现的干扰信号。这些干扰会导致系统工作不正常，甚至损坏系统。在电力电子系统中，功率开关管的保护是必不可少的。功率开关管

38、是整个设备正常工作的核心部件，同时也是最容易受损坏的元件。而对于由蓄电池供电的逆变电源而言，蓄电池也需要有必要的保护，因为蓄电池过度放电会损坏蓄电池本身。下面针对本文设计的逆变电源，阐述在设计中对开关管和蓄电池采取的保护措施。在功率开关管的保护整个装置中，功率开关管是最易损坏的元件，电路中出现的过流会导致其损坏，应该具有相应的过流保护。对于由蓄电池供电的逆变电源而言，蓄电池过度放电会损坏蓄电池本身，当蓄电池电量不足时，应该相应欠压保护。对于桥式逆变电路，如果发生桥臂直通短路或负载发生短路时，流过开关管上的电流迅速增大，若不采取措施在很短的时间内，功率开关管被烧毁。短路与过载是两种性质不同的故障

39、状态，短路故障一经出现，装置就应该立即停止工作，因为短路电流在很短的时间内就会升到很高的幅值，可在瞬间损坏电路元件。对于短路故障必须立刻停机，这功能可以由串接在主功率回路中的快速熔断器F2实现。与短路故障不同，系统短时的过载属于正常工作状态，如果过载一发生就停机则不利于系统的正常运行。同时采用几种过电流保护措施，提高可靠性和合理性，电子电路作为第一保护措施，快熔仅作为短路时的部分区段的保护，直流快速断路器整定在电子电路动作之后实现保护，过电流继电器整定在过载时动作。图3-6 输入输出采样电路如图3-6所示，对于电路过载，设计中将取样绕组，经过整形、滤波间接检测其电流是否过大，电压取样CY2直接

40、输入到滞环比较器LM393的同相输入端（如图3-7），其反相端为设定的参考电压值。正常情况下，参考电压值小于电压采样值，比较器输出低电平，系统开始正常工作。欠压保护是为了保护蓄电池，直接通过分压电阻采样，得到输入采样电压CY1，电压取样CY1直接输入到滞环比较器LM393的反相输入端（如图3-7），其同相端为设定的参考电压值。正常情况下，参考电压值大于电压采样值，比较器输出低电平，系统开始正常工作。保护电路中，采用滞环比较器叫的作用是防止比较器的输出在保护点附近反复跳动。滞环宽度取为2V。12V蓄电池欠压保护值是10.5V。当蓄电池欠压保护动作后只有当蓄电池电压升高到12.5V的时候。系统才能

41、够恢复正常工作。图3-7 欠压过流保护电路第4章 系统调试4.1 信号板电路的调试在设计中存在输出滤波电感、功率变压器、隔离变压器、等磁性元件，隔离变压器初次级之间存在寄生电容，高频干扰信号通过寄生电容耦合到次级；功率变压器由于绕制工艺等原因，原、次级耦合不理想而存在漏感，漏感将产生电磁辐射干扰，为了避免这些电磁干扰，我将基于SG3525的SPWM波形调制电路绘制在一张PCB板，不妨称之为信号板；把H桥逆变电路及滤波、升压绘制在另一张PCB板上。本章给出调试步骤及各测试点的波形。1. 在J1上接上+12V和-12V电源，则电源指示发光二极管D1，D2应该亮，测一下电流，+12V应该在50mA左

42、右，-12V应该在60mA左右，说明电路基本正常。2. 用示波器测S1点，应该看到正弦波，频率在50Hz左右，若没有波形（如图4-1），则文氏边路未起振，把R32(8.2K)换成一个10K的滑动变阻器，使其放大倍数略大于3，则可使S1点为12Vpp的正弦波，振荡器就基本调好了。图4-1 S1测试点正弦波振荡器输出波形3. U3A，U3B组成一个精密整流电路，其特点是，经它整流的正弦馒头波，失真很小，能满足SPWM的要求.原理图中R14，R15，R16，R17，R18的阻值一定要一致，否则，出来的馒头波会上下跳动.用示波器测S2点波形，应该看到馒头波，馒头波的幅度约在4Vpp（如图4-2），一般

43、大于11V就会出现削顶，这样精密整流电路就调好了。图4-2 S2整流电路输出馒头波4. 用示波器测S3点波形，也应该是馒头波（如图4-3），调节滑动变阻器R35让S3点的波形幅度在2.3Vpp，再调滑变R33使馒头波的谷点离开直流底线2V，这样，加法器电路就基本调好了，等接上H桥再细调。图4-3 加法电路输出馒头波5. 主芯片SG3525的第9引脚输出为测试点S4，用示波器观察S4点的波形，看是否为SPWM波，此测试点应为频率15K的SPWM信号。6. 用一片NE5532即U1A、U1B组成一个50Hz同步方波发生电路。从文氏桥正弦波振荡器过来的正弦波信号(约12Vpp值)，经二个电压比较器U

44、1A、U1B后，产生二路带死区时间的低频同步波，电路中R1，R2决定二路方波的死区时间。用双通道数字示波器观察S5、S6两测试点的波形（如图4-4），应该是互为反相的50Hz方波，其死区时间约为100。图4-4 S5、S6测试点输出的50Hz同步方波4.2 信号板与H桥联调1. 先把信号板上J2插头用引线与逆变板连接起来。2. 这时用双通道数字示波器观查MOS管IRF540的G极波形（如图4-6、图4-7），是否有高频波死区延时2左右（如图4-5）。图4-5 H桥驱动波形及高频波延时3. 光伏电池(12V)可以用实验台DG01上三相调压输出17Vpp值的交流电，经整流桥，滤波得到12V左右的直

45、流电（切忌用试验台上+12V直接输入，由于试验台上的+12V线性稳压源最大输出功率不足30W）用来模拟光伏电池。4. 把示波器的探头打在10：1档，夹在H桥AC输出的二个端子上，再接上一点负载，接一个100W的220V的灯泡。5. 接通信号板电源，H桥应该有正弦波输出，灯泡会亮。6. 细调信号板上的R33，让正弦波上下二个半波的过渡光滑自然，没有阶梯感；再调R35，慢慢调大，正弦波会出现削顶，再稍回调一点，让正弦波顶部光滑自然，这样整个系统就基本调试好了，观察空载与帯载波形（如图4-8）。图4-6 H桥左上管和左下管的驱动波形图4-7 H桥左上管和右下管的驱动波形4.3 保护电路调试1. 欠压

46、保护测试：(1) 首先接一个100W的220V的灯泡，让电路正常工作；(2) 调节实验台上的交流输出大小，使得直流输入降为10V，保护电路动作，继电器打开，灯泡灭；(3) 使实验台上的交流输出恢复，使得直流输升为12.5V，保护电路动作，继电器关闭，灯泡亮。2. 过流保护测试(1) 首先接一个500W的220V的灯泡，让电路正常工作。(2) 由于设定的额定功率为500W，此时再并联一个100W的灯泡，负载过重，电流过大，快速熔断器F2烧断，灯泡熄灭。图4-8 空载波形（左）带载波形（右）结论逆变技术是现代电力电子技术领域里最活跃的一个研究方向，它广泛应用于工业、国防和家用电器等生产和生活领域。传统的逆变器绝大多数为方波逆变器和准正弦波逆变器。这两种逆变器虽然电路结构简单，但输出的电能质量较差，谐波分量大。而数字化正弦波逆变器成本较高，因此，本文提出的这种结构简单，谐波畸变率低的正