合肥工业大学 电力电子技术第十三讲第四章

1、 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 方波调制是DC-AC变换最简单 的一种控制方式。 若以图4-12所示的逆变器直流电 压中心点为电位参考点，控制 相应的功率管使逆变器各相输 出相位互差120的交流方波电 压，即可实现电压型三相DC- AC的变换。 逆变器每相的方波变换可采用 180导电方式和120导电方 式 。 图4-12电压型三相桥式逆变器电路结构 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 180导电方式导电方式有以下特征特征： 每相的上下桥臂均采用180互 补控制模式。 相邻相的桥臂驱动信号相位互 差120。 任何时刻有且只有三个桥臂导 电，或两个上桥臂一个下桥臂 导电，或一个上

2、桥臂两个下桥 臂导电 。 图4-13电压型三相桥式逆变器 180导电方式时的相关波形 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 这种调制方式有以下特征特征： 按图4-12所标功率器件的序号， 相邻序号的功率管的驱动信号 相位互差60 图4-13电压型三相桥式逆变器 180导电方式时的相关波形 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 这种调制方式有以下特征特征： 若逆变器直流侧电压为Ud，当 负载为星形对称负载时，则逆 变器输出相电压波形为交流6阶 梯波波形，即每间隔60就发 生一次电平的突变，且电平取 值分别为Ud/3、2Ud/3。 若逆变器直流侧电压为Ud，则 逆变器输出线电压波形为120

3、 导电的交流方波波形，其方波 幅值为Ud。 图4-13电压型三相桥式逆变器 180导电方式时的相关波形 分析电路分析电路 负载各相输出 端到电源中点 N的电压：U 相，上桥臂通， uUN=Ud/2，下 桥臂通， uUN=-Ud/2。 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 负载线电压 负载相电压 UNWNWU WNVNVW VNUNUV uuu uuu uuu NN WNWN NN VNVN NN UNUN uuu uuu uuu 负载中点和电源中点间电压 负载三相对称时有uUN+uVN+uWN=0，于是 )( 3 1 )( 3 1 WNVNUN W

4、N VN UN NN uuu uuuu )( 3 1 WN VN UNNN uuuu t O t O t O t O uU N uU V uV N uW N Ud Ud 2 )( 3 1 WN VN UNNN uuuu NN WNWN NN VNVN NN UNUN uuu uuu uuu 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 t O t O t O uUN uVN uWN Ud 2 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 考虑180导电方式的电压型 三相桥式逆变器的相电压波 形，如果取时间坐标为相电 压阶梯波的起点，并利用傅 立叶分析，则不难求得逆变 器输出a相电压的瞬时值uan为 图

5、4-13电压型三相桥式逆变器 180导电方式时的相关波形 )13sin 13 1 11sin 11 1 7sin 7 1 5sin 5 1 (sin 2 )( dan t tt ttUtu （4-13） 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 从式（4-13）分析可知， 180导电方式的电压型三相桥式逆变器的输出相电压波形中不 含偶次和3次谐波，而只含有5次及5次以上的奇次谐波，且谐 波幅值与谐波次数成反比，其中相电压基波幅值Uan1m为 tttttUtu13sin 13 1 11sin 11 1 7sin 7 1 5sin 5 1 sin 2 )( dan d anlm 2 U U（4-1

6、4） 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 另外，考虑180导电方式时的 电压型三相桥式逆变器的线电 压波形，该波形为120的交流 方波波形。如果取时间坐标为 线电压零电平的中点，并利用 傅立叶分析，则不难求得逆变 器输出线电压的瞬时值uab为 图4-13电压型三相桥式逆变器 180导电方式时的相关波形 )13sin 13 1 11sin 11 1 7sin 7 1 5sin 5 1 (sin 32 )( dab t tt ttUtu （4-15） 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 从式（4-15）分析可知， 180导电方式的电压型三相桥式逆变器的输出线电压波形中不含偶次 和3次谐

7、波，而只含有5次及5次以上的奇次谐波，且谐波幅值与谐波 次数成反比，其中线电压的基波幅值Uabm1为 tttttUtu13sin 13 1 11sin 11 1 7sin 7 1 5sin 5 1 sin 32 )( dab ddablm 1 . 1 32 UUU（4-16） 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 120导电方式导电方式： 这种调制方式要求逆变器中功 率管的驱动信号为120方波， 其有以下特征： 每相的上下桥臂均采用120控 制且有60导通间隙。 相邻相的桥臂驱动信号相位互 差120 任何时刻有且只有两个桥臂导 电，即一个上桥臂和一个下桥 臂导电 相邻序号功率管的驱动信号相

8、 位互差60 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 120导电方式导电方式： 若逆变器直流侧电压为Ud，当负 载为星形对称负载时，负载相电 压波形为120导电的交流方波波 形，其方波幅值为Ud/2 若逆变器直流侧电压为Ud，则逆 变器输出线电压波形为交流六阶 梯波波形，即每间隔60就发生 一次电平的突变，且电平取值分 别为Ud、Ud/2。 4.2.1.2 电压型三相桥式方波逆变器 120导电方式导电方式： 由于每相的上下桥臂均采用120控 制且有60导通间隙，因而避免了换 流时上下桥臂的直通。 由于任何时刻只有两个桥臂导电，从 而导致功率器件的利用率较低。 4.2.2 电压型阶梯波逆变器

9、电压型阶梯波逆变器的拓扑结构种类主要包括：变压器 移相叠加结构、级联移相叠加结构以及多电平结构。 4.2.2.1采用变压器移相叠加结构的电压型阶梯波逆变器 1.单相变压器串联移相叠加结构单相变压器串联移相叠加结构 图4-15a为两个单相电压型逆变器 的串联移相叠加结构 当每个逆变器采用单脉冲方波调 制且脉冲宽度为，若两个变压器 的变比为1:1，并且使两个单相逆 变器输出方波的相位角错开角度 后再进行串联叠加，则串联叠加 后的电压波形为8阶梯波电压波形， 如图4-15b所示。 图4-15 两个单相 电压型逆 变器的串 联移相叠 加及其相 关波形 4.2.2.1采用变压器移相叠加结构的电压型阶梯波

10、逆变器 1.单相变压器串联移相叠加结构单相变压器串联移相叠加结构 图4-16a为三个单相电压型逆变器的串联移相叠加结构，当每个逆变 器采用单脉冲方波调制且脉冲宽度为120，若逆变器1、逆变器3输 出变压器的变比均为1：1，而逆变器2输出变压器的变比为 ， 并且使三个单相逆变器输出方波的相位角依次错开45后再进行串 联叠加，则串联叠加后的电压波形为12阶梯波电压波形。 1:2 4.2.2.2 采用多电平结构的电压型阶梯波逆变器 1.引言引言 多电平逆变器(Multilevel Inverter)，就是通过对直流侧的分压和开关 动作的不同组合，实现多电平阶梯波电压的输出，从而使波形更加 正弦化。

11、二极管箝位式三电平逆变器又称NPC（Neutral Point Clamped）三电 平逆变器。 这种逆变拓扑在开关器件承受相对两电平结构二分之一压降和更低 的开关频率情况下，得到与两电平相同或者更好的输出波形。 三电平拓扑在高压大功率场合中应用时，一方面降低了器件承受的 开关应力，减小器件的开关损耗；另一方面降低了电路运行中的 du/dt 、di/dt和输出波形谐波含量等。因此，三电平变换器已经在高 压大功率变频调速系统、电力系统有源滤波和动态无功补偿等领域 得到了广泛的研究与应用。 4.2.2.2 采用多电平结构的电压型阶梯波逆变器 二极管箝位型三电平主电路工作状态分析二极管箝位型三电平主

12、电路工作状态分析 直流母线电压被两个串联连接的电 容器C1，C2分成两个电平。通过4个功率 开关管的开关状态逻辑组合，变换器可 以输出E、0、-E三种电平。 电路状态电路输出电压V1V2V3V4 状态函数 S1E通通断断1100 死区时间0断通断断 0100 S00断通通断0110 死区时间0断断通断 0010 S-1-E断断通通0011 4.2.2.2 采用多电平结构的电压型阶梯波逆变器 4.2.2.2 采用多电平结构的电压型阶梯波逆变器 4.2.2.2 采用多电平结构的电压型阶梯波逆变器 2.三电平逆变器工作原理三电平逆变器工作原理 直流侧电压通过两个串联的分 压电容、将电压分为三个等级，

13、 将两个电容串联的中点定义为 中性点n。 每一相需要4个功率开关管，4 个续流二极管，两个箝位二极 管。 箝位二极管能在中间两个功率 开关管导通时把电平箝在零电 位。 其中每一个功率开关管承受正 向阻断电压为 。 图4-20中点箝位式三电平逆变器拓扑结构 2 dc V 4.2.2.2 采用多电平结构的电压型阶梯波逆变器 2.三电平逆变器工作原理三电平逆变器工作原理 所谓三电平是指逆变器交流 侧每相输出电压相对于直流 侧电压有三种可能的取值， 即：正电压、零电平和负电 压。 以A相为例，当同时开通Sa1、 Sa2 ，关断Sa3、Sa4时，在逆 变电路输出端可以获得一个 正电压Vdc/2； 同时开

14、通Sa2、Sa3 ，关断Sa1、 Sa4时，输出电压为0； 同时开通Sa3、Sa4 ，关断Sa1、 Sa2时，可在输出端得到一个 负电压-Vdc/2 。 图4-20中点箝位式三电平逆变器拓扑结构 3. 三电平逆变器的控制要求三电平逆变器的控制要求 从中点箝位式三电平逆变器动态工作过程可以看出: 开关状态P和0间、0和N间可以相互自由过度，P和N间不能直接过 度，必须通过中间状态0来过度，不允许输出电位的跳变； 对主开关器件控制脉冲是有严格要求的，每一相总是相邻的两个 开关器件开通，其它两个器件关断，以防止同一桥臂短路。即：Sa1 与Sa3，Sa2与Sa4的驱动脉冲都要求是互补的，同时每一对主开

15、关器件 要遵循先断后通的原则，即在脉冲中必须加入死区时间； 为了保证主电路开关器件的安全工作，必须使调制成的脉冲波有 最小脉宽和最小间歇宽度的限制，以保证最小脉冲宽度大于开关器 件的导通时间，最小脉冲间歇宽度大于开关器件的关断时间。 4.2.2.2 采用多电平结构的电压型阶梯波逆变器 电压型方波逆变器以及电压型阶梯波逆变器当需要改变输出电 压幅值时，一般常采用脉冲幅值调制（PAM）或单脉冲调制（ SPM）。 这类逆变器应用于大功率场合具有开关损耗低，运行可靠等优 点，但也存在动态响应慢、谐波含量大（方波逆变器）、结构 复杂（阶梯波逆变器）等一系列不足。 例如，当利用电压型逆变器驱动交流电动机时

16、，需进行变频变 压（VVVF）控制，此时若采用PAM方式，则必须采用两套功率 调节电路与控制即： u输出电压的调整依赖于可控整流电路及其控制 u而输出频率的调整则由逆变器及其控制。 4.2.3 电压型正弦波逆变器 这不仅使电路结构和控制复杂化，而且因电压与频率的不同控 制响应将导致系统响应变慢，这主要是由于直流侧的储能惯性 会使可控整流电路的输出电压响应远慢于逆变器的输出频率响 应。 对于要求输出正弦波电压的电压型PWM逆变器，常称为电压 型正弦波逆变器。这种电压型正弦波逆变器一般应具备以下特 点即: 逆变器的直流电压可采用结构简单的不控整流电路； 利用单一的功率电路及其控制，可同时调整输出频

17、率和输出电 压，动态响应快； 由于输出电压的谐波频率主要分布在开关频率及其以上频段， 因而输出谐波含量低。 4.2.3 电压型正弦波逆变器 电压型正弦波逆变器的基本原理 从图4-24a中容易看出：在频率恒定 的一个正弦波周期中，斩控脉冲的占 空比和斩控周期一定，而斩控脉冲的 幅值则按正弦函数变化，当要改变斩 控波形的基波幅值时，若被斩控正弦 波的幅值不变，则只需要控制斩控占 空比即可。 显然，当斩控频率足够高时，其斩控 波形的谐波含量会足够低。 由于被斩控正弦波的频率恒定，因此， 该方案适用于交流变压恒频控制，属 于AC-AC变换中的交流斩波变换，其 优点就是可以直接对频率一定的输入 （如50

18、HZ交流电）进行斩控，以调节 交流斩波输出的基波幅值。 4.2.3.1电压型正弦波逆变器的基本原理 图4-24正弦波的斩波与脉宽调制 a) 正弦波斩波波形 O u t 然而，针对实际广泛应用的交 流变频器，其主要采用交流变 压变频（VVVF）控制策略，即 在改变交流输出幅值的同时， 还需改变其交流输出频率。 如何利用DC-AC变换来实现基 于正弦波斩控的VVVF控制输出 呢？ 在交流斩波变换的基础上，考 虑将斩波变换的交流输入变成 直流输入 。 4.2.3.1电压型正弦波逆变器的基本原理 图4-24正弦波的斩波与脉宽调制 a) 正弦波斩波波形 实际上，PWM的基本原理可以 由冲量等效原理冲量等

19、效原理进行描述即： 冲量相等而形状不同的窄脉冲冲量相等而形状不同的窄脉冲 加在具有惯性的环节上时，其加在具有惯性的环节上时，其 惯性环节的输出基本相同惯性环节的输出基本相同。 4.2.3.1电压型正弦波逆变器的基本原理 图4-24正弦波的斩波与脉宽调制 a) 正弦波斩波波形 4.2.3.1电压型正弦波逆变器的基本原理 冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其惯性环冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其惯性环 节的输出基本相同节的输出基本相同 这里所谓的“冲量”是指窄脉冲的面积 而“惯性环节的输出基本相同”是指输出波形的频谱中，低频段基 本相同，仅在高频段略有差异。 图

20、4-25依次表示了四种冲量相等而形状不同的脉冲波形，即矩形脉 冲、三角波脉冲、正弦半波脉冲以及单位脉冲。 图4-25 冲量相等而形状不同的四种脉冲波形 a) 矩形脉冲波 b)三角脉冲波 c) 正弦脉冲波d) 单位脉冲波 b) 图6-2 冲量相等的各种窄 脉冲的响应波形 具体的实例说明“ 面积等效原理面积等效原理” a） u (t)电压窄脉冲，是 电路的输入 。 i (t)输出电流，是电 路的响应。 4.2.3.1电压型正弦波逆变器的基本原理 4.2.3.1电压型正弦波逆变器的基本原理 可见，相同面积不同形状的脉 冲加在同一惯性环节上，得到 的输出响应基本相同。这是 PWM控制的理论基础。 针对

21、直流电压一定的电压型逆 变器，可以考虑另一种能使脉 冲面积按正弦函数变化的脉冲 斩控方案即：在足够高的斩控在足够高的斩控 频率条件下，保持斩控脉冲的频率条件下，保持斩控脉冲的 幅值不变，只改变脉冲的宽度幅值不变，只改变脉冲的宽度 ，并使脉冲的宽度按正弦函数，并使脉冲的宽度按正弦函数 变化。变化。 O u t O u t 同时改变其正弦函数的幅 值和频率即可同时改变变 换器输出基波的幅值和频 率。 利用恒定直流输入的DC- AC变换器完全可以实现基 于正弦波斩控的VVVF控制 输出。 4.2.3.1电压型正弦波逆变器的基本原理 O t Ud -Ud O t Ud -Ud 4.2.3.2 正弦脉冲

22、宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 如何实现SPWM及其波形发生呢？ 计算法计算法 v 根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉 冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所 需PWM波形 v 繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化 调制法调制法 v 输出波形作调制信号，通过对载波的调制得到期望的PWM波 v 通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波 v 等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左 右对称 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 如何实现SPWM及其波形

23、发生呢？ 与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器 件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合 PWM的要求 调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波 调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能 得到等效的PWM波 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 1.基于载波的对称调制与非对称调制基于载波的对称调制与非对称调制 采用三角载波三角载波和锯齿载波锯齿载波的SPWM脉冲序列如图4-27所示。令调制波 频率为fr，载波频率为fc，则称Nfc/ fr为载波比载波比；令调制波幅值为Urm， 载波幅值为Ucm，则称MUrm/Ucm为调制度调制度

24、。 图4-27三角载波和锯齿载波的SPWM及其脉冲序列 a) 三角载波SPWM及其脉冲序列 b)锯齿载波SPWM及其脉冲序列 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 1. 基于载波的对称调制与非对称调制基于载波的对称调制与非对称调制 采用三角载波的SPWM脉冲序列由于三角载波的对称特性，因 而属于对称载波调制对称载波调制； 而采用锯齿载波的SPWM脉冲序列由于锯齿载波的非对称特性， 因而属于非对称载波调制非对称载波调制。 相比之下，锯齿载波的SPWM实现较为简单，由于锯齿载波固 有的非对称特性，因而输出波形中含有偶次谐波。而在相同的 开关频率以及调

25、制波条件下，三角载波的SPWM其输出波形的 谐波含量相对较低。 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制 方式分为异步调制和同步调制 2. 异步调制异步调制 对于任意的调制波频率fr，载波频率fc恒定的脉宽调制称为异 步调制。 在异步调制方式中，由于fc保持一定，因而当fr变化时，调制 波信号与载波信号不能保持同步，即载波比N与调制波频率fr 成反比，因此，异步调制具有以下特点: 由于fc固定，因而逆变器具有固定的开关频率。 由于异步调制时的开关频率固定，所以对于需要设置输出滤波 器的正弦波逆变

26、器（如UPS逆变电源）而言，输出滤波器参数 的优化设计较为容易。 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 2. 异步调制异步调制 一个调制波正、负半个周期中的脉冲数不固定，起始和终止脉冲的 相位角也不固定。换言之，一个调制波正、负半个周期以及每半个 周期中的前后1/4周期的脉冲波形不具有对称性。 不同fr时的异步调制SPWM波形如图4-28所示。 图4-28不同调制波频率fr 时的异步调制SPWM波形 a) fr fr1 b) frf r2 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 2. 异步调制异步调制

27、 w当fr较低时，N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称 产生的不利影响较小 w当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲 不对称的影响就变大 采用异步调制时，SPWM的低频性能好，而高频性能较 差。 因此采用该方式时希望采用较高的fc，即在一个调制信号 周期内所包含的三角载波的个数较多，从而弥补脉冲不 对称造成的影响。 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 3. 同步调制同步调制 对于任意的调制波频率fr，载波比N保持恒定的脉宽调制 称为同步调制。 在同步调制方式中，由于载波比N保持恒定，因而当fr变 化时，调制波信号与载波信号应

28、保持同步，即fc与fr成正 比，因此，同步调制具有以下特点： 由于fc与fr成正比，因而当fr变化时，fc也相应变化，这就 使逆变器的开关频率不固定。 由于同步调制时的开关频率随fr的变化而变化，所以对 于需要设置输出滤波器的正弦波逆变器（如UPS逆变电 源）而言，输出滤波器参数的优化设计较为困难。 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 3.同步调制同步调制 由于载波比N保持一定，当fr变化时，一个调制波周期中的脉冲数将 固定不变。 当载波比N为奇数时，一个调制波正、负半个周期以及半个周期中 的前后1/4周期的脉冲波形具有对称性。 图4-29不同

29、调 制波频率fr 时 的同步调制 SPWM波形 a) fr fr1 b) frf r2 图6-10 uc urUurVurW u uUN uVN O t t t t O O O uWN 2 Ud 2 Ud 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 3.同步调制同步调制 三相电路中公用一个三角波载波， 且取N为3的整数倍，使三相输 出对称。（为使一相的PWM波 正负半周镜对称） fr很低时，fc也很低，由调制带 来的谐波不易滤除 wfr很高时，fc会过高，使开关器 件难以承受。 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）

30、的基本问题 4. 分段同步调制分段同步调制 对比同步与异步调制发现两者具有互补的性能特点，但是对于各自 不足的改进，都是通过提高开关频率来实现，而提高开关频率会导 致开关损耗增加。 是否可将同步与异步调制相结合，构成一种新的调制方案呢？ 分段同步调制上是在结合异步调制优点（低频特性好）基础上，并 克服了同步调制的不足（低频特性差）而产生的。 分段同步调制，就是首先将fr的变化范围划分为若干个频段区域，在 每个频段区域中，采用同步调制（载波比N为奇数且恒定）。 在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高 在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉

31、冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 5. SPWM脉冲信号的生成脉冲信号的生成 SPWM脉冲信号的生成是指：通过模拟或数字电路对载波信号和调 制波信号进行适当的比较运算处理，从而生成与调制波信号相对应 的脉宽调制信号，以此驱动正弦波逆变器的功率开关。 SPWM脉冲信号的生成主要包括模拟生成法和数字生成法。 1) 模拟生成法模拟比较法 是将载波信号（如三角波信号）和调制波信号（如正弦波信号）通 过模拟比较器进行比较运算，从而输出SPWM脉冲信号。 图4-31 SPWM脉冲信号模拟比较法生成的原理电路 4.2.3.2 正弦脉冲宽度调制（正弦脉冲宽度调制（SPWM）的基本问题）的基本问题 5. SPWM脉冲信号的生成脉冲信号的生成 2) 数字生成法1自然采样法 是通过联立三角载波信号和正 弦调制波信号的函数方程并求 解出三角载波信号和正弦调制 波信号交点的时间值，从而求 出相应的脉宽和脉冲间隙时间 以生成SPWM脉冲信号。 自然采样法实际上就是模拟比 较法的数字实现，其原理如图 4-32所示 。 图4-32 SPWM脉冲信号