单相PFC电路设计模块

1、-作者xxxx-日期xxxx单相PFC电路设计模块【精品文档】采用L4981控制的CCM-PFC电路设计规范规范编码：TS-C010106001艾默生网络能源有限公司一次电源部版 密 级：秘密执笔人：潘诗锋页 数：共 10 页 采用L4981控制的CCM-PFC电路设计规范2006年7月25日发布 2006年7月25日实施深 圳 市 艾 默 生 网 络 能 源 有 限 公 司前言本规范于2006年7月25日首次发布。本规范起草单位：一次电源部/dc globe本规范执笔人：潘诗锋本规范主要起草人：潘诗锋本规范标准化审查人： 本规范审核人：张强、茹永刚、余时强、吕明海、刘志宇、首福俊本规范批准人

2、： 本规范修改记录：更 改 信 息 登 记 表规范名称: 采用L4981控制的CCM-PFC电路设计规范 规范编码: TS-C010106001版本更改原因更改说明更改人更改时间新归档潘诗锋2006/08/01目 录目 录5摘要：6关键词：6缩略词解释6一.来源6二.适用范围6三.规范满足的技术指标（特征指标）6四.详细的电路图7五.工作原理和参数计算8六.设计调试要点8七.局部PCB图15八.器件容差分析15九.电路FMEA分析16十.附录17十一.参考文献列表17十二.附件17摘要： 本规范介绍了采用L4981控制的连续型（CCM）PFC的工作原理及设计要点。关键词：CCM ，PFC，L4

3、981缩略词解释CCM：Continuous Current Mode，电感电流连续模式PFC： Power Factor Correction，功率因数校正一. 来源本规范中的电路来源于R48-1800（公司内部型号为H4413BZ）和R48-1800A（公司内部型号为H4413AZ）AC/DC模块的PFC电路，已经在H4413BZ和H4413AZ模块中得到较小批量的使用验证。 二. 适用范围采用L4981作为主控芯片的CCM-PFC，具有输入电流波形失真度小、功率因数高、输入EMI小，对电流采样信号的干扰不敏感、以及不需要外部补偿谐波等优点。该芯片与我司通用的UC3854相比，性能和设计方

4、法相近，但增加了输出过压保护、同步信号输入、负载前馈等功能，使用更方便，同时价格比UC3854低，在目前成本压力越来越大的情况下，选用该控制芯片是个不错的选择。该芯片在ASTEC等公司已经大批量采用，适用于85300VAC单相输入，中等输出功率的PFC。三. 规范满足的技术指标（特征指标）输入电压：AC 85V300V,4565Hz输出电压：DC 415V输出功率：1850W（ 176VAC输入 ） 850W （ 85VAC输入） 8501850W 线性变化（85176VAC输入）额定效率：96%输入电流谐波：满足IEC61000-3-2THD：5%（200250VAC，5060HZ，半载以上

5、负载）四. 详细的电路图图1. PFC电路拓扑图1. PFC主功率电路图（简化）图3 PFC控制电路图电路图说明：1. ACL1，ACN1为输入L、N线经过EMI滤波网络后的输出2.3. PFCstart信号为DSP发出的一个启动PFC的信号，该信号经过光藕隔离后作为PFC启动信号五. 工作原理和参数计算在DSP发出了PFC启动信号后（即PFCstart信号为高），L4981首先进行软起过程，这个过程中PFC脉宽逐渐展开，PFC电压逐渐建立。PFC启动后，PFC电压环控制PFC电压维持在设定电压值，其输出正比于PFC输出功率； PFC电流环将控制PFC电流跟踪基准电流。由于基准电流的波形是以A

6、C整流电压波形为基础的，并且相移非常小，因此PFC电流可以跟踪输入电压的波形获得较低的THD，同时具有很高的功率因数。当dsp发出关PFC信号后（即PFCstart信号为低），PFC将进入保护状态，此时驱动信号完全关闭，芯片的基准5.1V也不建立，同时芯片还会对软启动脚（SS脚）的电荷进行泄放。当PFC启动信号再度建立时，PFC会重新进行软启动过程，因此不会出现PFC电压和输入电流的过冲。在PFC电压异常且高于设定的电压上限后，PFC过压保护电路动作，它将启动对软启动电容的放电，使PFC驱动脉宽逐渐降为零，PFC停止工作，同时也会对软启动脚上的电荷进行泻放。当PFC电压低于恢复点后，PFC重新

7、启动，且有软启动过程。PFC峰值限流电路可以设定PFC电感电流的峰值，该电路主要是防止在输入/输出跳变时PFC电感电流过大而造成PFC MOS管和二极管应力过大。L4981有两种型号，L4981A和L4981B，其区别有两方面。第一，L4981A是固定开关频率的，而L4981B的工作频率可以外部调制；第二，L4981A峰值限流电路中有一个电流源，因此芯片的IPK脚上只需要外接一个电阻就可以实现峰值限流，但该电流源精度较差，因此限流点离散性较大，要获得较高的限流精度，需要外接两个电阻，而L4981B限流电路内部没有电流源，因此外部必须要外接两个电阻。如果不需要频率调制，且限流电路外部都接两个电阻

8、，那么L4981A和L4981B可以完全一样使用。详细的参数计算文件见附件。六. 设计调试要点一）功率电路设计调试要点1. EMI滤波电路EMI电路对PFC电路的影响主要是二次谐振的风险。一般而言EMI滤波器中频率最低的谐振点对PFC环路的影响最大，如果谐振峰太强就会导致PFC电流环的二次穿越，对电流环的稳定性带来威胁。可以采取的措施包括，在EMC允许的情况下尽量减小EMI滤波电路中的差模电感的感量和减小X电容的容量以使谐振点频率尽量后移；在THD和电流环带宽允许的情况下适当降低电流环补偿器的直流增益；在效率允许的情况下增大PFC电感量，使PFC电感和电容决定的主极点频率前移，以使在主极点之后

9、的增益曲线获得一定程度的降低；在效率允许的情况下适当增大EMI滤波电感、X电容、PFC电感或PFC电容的ESR，从而降低谐振状态下的Q值以降低谐振峰。另外PFC控制电路中的Iac采样电路中滤波对于抑制二次谐振也有很大的作用，具体参见后面控制电路调试要点中的Iac采样部分。在实际应用中，如果输入端口串连了LISN，那么二次谐振的频率会前移，一般而言谐振峰的强度也会提高，有可能造成环路不稳。因此在优化环路时，应该在带LISN的情况下进行，以保证环路的可靠性。2. 整流桥后的滤波电容该电容的作用是部分解藕PFC电感上的开关纹波电流。在没有该电容的情况下，所有的纹波电流都流过整流桥，整流桥的功耗会明显

10、增大。在H4413AZ(BZ)中该电容取为1uF，整流桥的热裕量相当充分。3. PFC电感要使PFC电流处于连续状态，PFC电感量需要足够大。而在能保证电流连续的基础上PFC电感量的最终确定可以通过PFC效率的测试来决定。如果PFC电流环的二次谐振很强，也可以考虑通过增大PFC电感量来抑制。在H4413AZ(BZ)中发现当PFC电感取为96圈时效率最高，同时也对二次谐振有很好的抑制作用。采用不同的磁芯对效率的影响也不同。实验发现相同圈数下使用Arnold磁芯比采用上钢所的磁芯效率高约0.2，但Arnold磁芯比上钢所磁芯贵很多，所以最终采用上钢所磁芯。4. PFC MOS管驱动电路当PFC M

11、OS管的开通速度太快时，PFC母线电压中会含有较高的PFC开管尖峰。这个尖峰会通过DCDC传到输出，影响输出电压的峰峰值。当输出电压峰峰值中PFC开关尖峰过高，且已无法通过优化PFC MOS管和PFC二极管的吸收电路来抑制的情况下，可以从优化驱动电路方面着手。减慢驱动电路的开通速度可以有效降低母线电压上的PFC尖峰，即增大图中R117，R119，R120，R121。增大R126，R129也可以减慢开通速度，但是同时也会减慢关断速度，使PFC损耗增大效率降低。二）控制电路调试要点1. PFC开关频率PFC的开关频率由C402，C404，R425，R453决定，L4981开关频率的典型公式为在H4

12、413AZ(BZ)中，原来PFC频率为50kHz，由于其三次谐波（150kHz）分量较高，使得EMC传导较难做。因此在确认了对效率基本没有影响的情况下将PFC开关频率降低，由50k降为45k，以避开PFC对于EMC传导的影响。在设计中这是个较简单实用的方法。2. 软启动电容容值的选取。软起动电容的大小直接决定PFC启动的快慢。电容越大，PFC启动冲击电流越小，启动时间越长；电容越小，PFC启动冲击电流越大，启动时间越短。该电容容值的确定需要结合启动时间和启动冲击电流两方面考虑。在H4413AZ(BZ)中，软启动电容取为3uF。3. PFC过压保护一般来说PFC过压保护点设计时不能太高，也不能太

13、低。保护点太低，在小动态时就容易使PFC进入过压保护；太高，则不能起到保护作用。对于H4413AZ，PFC电压设计在415V，因此将过压保护点设计在460V。为了防止一些动态过程中瞬间电压超过460V而导致过压保护动作，在反馈点对地之间需要并一个电容，电容的容量可以取为0.11uF之间，具体可以结合动态实验来确定该容值。4. 峰值限流如原理图所示，通过两个电阻R421和R417就可以设定峰值电流大小。需要注意的是如果采用的是L4981A，L4981A内部过流保护比较器电路中有一50uA的电流源，如果由R421和R417组成的分压电路的电流为mA级别，那么这个电流源的影响可以不考虑，如果分压电路

14、的电流也是几十微安级别附近，那么该电流源的影响必须要考虑。如果采用L4981B，由于L4981B内部过流保护比较器电路中没有电流源，因此限流值完全由外部的分压电阻来决定。5. Iac采样1）Iac采样中的滤波电容由于Iac采样是在整流桥之前取AC电压，没有经过EMC滤波电路，因此其上有很高的开关纹波，如果不加滤波就作为Iac采样会使得二次穿越幅值增高，同时85V输入15A输出时容易振荡。由于L4981的Iac脚在内部直接接至一个二极管。因此如果将电容直接接在L4981的Iac脚上将起不到任何滤波作用，在H4413AZ(BZ)中该电容（C406,C431）的位置如图所示，其与Iac脚之间隔一个电

15、阻。该滤波电容的大小也有影响。太小则起不到滤波作用，在H4413AZ(BZ)中，该电容如果小于220p，在85V输入15A输出时会有振荡。太大则会使85V输入15A输入时输入电流过零处长尖，该尖随着电容的增大而增大，该尖的存在会使输出杂音变差。在H4413AZ(BZ)中该电容取为6.6n，该值能确保85V输入15A输出时电流不会振荡，有效抑制二次穿越的幅值，同时对THD也有一定的好处。对于由此电容导致的电流过零处的尖尖，可以通过在PFC电流环中采取一些措施来改善。2）Iac电流的大小从L4981的数据资料可以看到，其内部乘法器的输出在理想情况是完全正比于Iac的大小。然而实际情况下并非如此，从

16、其给出的MULTI-OUT vs Iac的曲线可以看到，随着Iac的增大，MULTI-OUT的线性度逐渐变差。如果在设计时使Iac电流过大，那么经过乘法器输出的电流参考波形的失真度就会增大，使得THD变差。因此设计时最好使额定状态下Iac在300uA附近，建议不超过400uA。6. Vrms滤波Vrms滤波支路要保证把整流电压波形滤得足够平直以降低THD。当然也不需要一味的增大滤波，因为滤波强度到一定程度后对于进一步降低THD就基本没有作用，而且会使得PFC电压环对输入电压的变化响应很慢，导致输入跳变时PFC调节时间增大，响应变大。在H4413AZ中，对于Vrms滤波支路的优化主要是通过实验的

17、方法，即通过实验的方式确定THD与Vrms滤波支路中各电容大小的关系，从而确定电容多大时THD基本到达最小值。在确定了滤波电容的大小后再进行输入动态实验，确定在输入动态情况下PFC的应力以及模块的输出过冲和响应时间是否满足要求。当然PFC的应力以及模块的输出过冲和响应时间不仅与Vrms滤波有关系，更多的是与PFC电压环和DC/DC电压环的快慢有关，因此需要综合起来考虑。在H4413AZ中，为了提高输入动态响应，在Vrms滤波电路中增加了一对反并联的二极管D403，它可以在输入动态的时候导通，使Vrms滤波电路由三级滤波变成两级滤波，有效缩短滤波时间常数，提高PFC的输入动态响应速度。7. PF

18、C电压反馈电路H4413AZ中在PFC电压反馈电路中增加了一套快速反馈电路，其由两组运放支路构成，如原理图所示。其中运放D401R407为欠压快环，R408/R409的阻值决定了欠压快环起作用的门坎电压；运放D402R413为过压快环，R411的阻值决定了过压快环起作用的门坎电压。正常情况下快环不起作用，PFC电压反馈仅通过电阻R410输入PFC电压环运放。当出现PFC过压时除了R410反馈PFC电压外，过压快环也起作用，即两路电流注入PFC电压环，因此加快电压环的响应，使PFC电压加快恢复；当出现PFC欠压时R410反馈PFC电压外，欠压快环也起作用，即两路从PFC电压环吸取电流，因此加快电

19、压环的响应，使PFC电压加快恢复。欠压快环起作用的门坎电压由R408/R409的阻值决定，过压快环起作用的门坎电压由R411的阻值决定，在设计时可以先设定快环门坎电压值，再根据门坎电压值计算出电阻的阻值。当然，最后的效果要根据实验结果进行一定的优化。对于电压快环的R407，其取值不能太小，否则在动态时会造成PFC电压不稳，建议大于50欧姆；同时又不能太大，否则快环起不到作用，即和稳态下PFC电压反馈电阻R410相比应该明显小于后者。另外需要注意的是，PFC欠压快环的速度会对启机冲击电流产生影响。在带满载启机时，PFC母线电压必然会跌落很多，如果欠压快环的速度太快，输入冲击电流就会很大，有可能会

20、造成启机冲击电流的超标。因此在确定电压快环电阻值时需要结合动态和启机冲击电流实验来确定。在H4413AZ(BZ)中，R410为5.11k，R413为200欧，R407为750欧。8. PFC电压调节电路由于L4981本身基准的精度只有2，再加上分压电阻1的精度，因此PFC电压的精度不是很高，PFC电压设计值为415V，实际最低约408V，最高约418V。但DC/DC对于PFC电压的范围是有要求的，DCDC希望PFC电压范围最好在408412V之间。因此设计了PFC电压调节电路。当PFC电压大于412V时，DSP发出高电平，即原理图中的PWMpfc，先经过Q403驱动，再经过光藕U403隔离后再

21、经过Q404放大，产生一个恒定电流注入PFC分压电阻R416，使PFC电压下降。目前由于要求不高，因此只做成了开环控制，当PFC电压大于412V时，PFC调压电路工作，使PFC电压下降约5V，这样PFC电压的中心值会在410V，且在410V附近的分布密度会明显高于原来在415V附近的分布密度。对于关键电阻R464阻值的选择需要根据期望的PFC电压下调量经过计算后才能得到，具体可以参见附录计算书文件“PFC voltage adjustment”。9. PFC电压环PFC电压环中最关键的是电压环补偿器的设计，一般而言采用单零双极（其中一极点为纯极点）就可以将环路调稳，满足相位裕度和增益裕度的需要

22、。在满足环路裕量的同时可以尽量将带宽做低一些，为优化THD作贡献。在优化环路时首先要计算出当前零点和极点的位置，根据实际测出的环路曲线分析需要在某个频率上增加多少相位裕度或增益裕度，而后再计算将零点和极点移至什么位置可以获得预期的效果。如果采用数字控制，那么只需要做到优化零极点就可以了，对于采用模拟控制方式，因为是由运放加外围的阻容构成传递函数，因此还需要根据零极点的位置计算出此时的电阻、电容值。所有的计算和分析工作都可以采用macthcad来完成。10. PFC电流环PFC电流环的设计需要兼顾以下几个方面1 满足相位裕量和增益裕量2 低频的增益尽量大以降低THD3 将二次谐振峰尽量压低，即使

23、二次谐振峰穿越了0db线也一定要使二次穿越过零处的相位裕度满足测试部规定的要求。4 在满足以上三点的基础上尽量将PFC电流环的带宽做大，这有利于PFC电流环的动态响应性能。电流环补偿器采用几个零点和几个极点的结构可以根据实际的需要确定。由于EMI滤波器带来的二次谐振峰的存在，单零单极的结构一般同时无法兼顾带宽内的相位裕度和对二次谐振峰的抑制。在H4413AZ(BZ)中先采用了双零双极的结构，即图中的R429、C418、C411、R439组成的网络，通过调节零极点使相位裕度和增益裕度满足要求，另外还要维持低频处有很高的增益，否则会使THD变差。对于数字控制，只需要到优化出零极点位置和直流增益这一

24、步就可以了；对于模拟控制，则需要具体到环路中的阻容参数。由于电流环优化时目标约束太多，计算环路参数R429、C418、C411、R439非常复杂，因此一定要借助mathcad分析计算，对于采用更多零点极点的环路更需如此。电流环参数的计算可以参见mathcad计算书“电流环零极点计算”。在最初采用双零双极结构优化了PFC电流环后，由于Iac采样电路中电容C406（3.3n）的存在（后来又并了C431 3.3n），在85V输入，800W输出的时候输入电流波形在过零处上有个尖峰，峰值达8A，该尖峰的存在会使输出杂音变差。观察电流环运放的输出在电流过零处它已经达到最高输出约7V，超过了三角波的最高电压

25、6.5V，即电流环运放已经饱和，PFC始终以最高脉宽输出，而退饱和需要一定的时间，这段时间就导致了输入电流过零尖刺。而在电流环运放在过零处会持续饱和， 这一方面是由于在交流电压过零处，无法给Iac提供运算电流，使得在电压过零（也即电流过零）附近，Iac存在失真，而且输入电压越低时，这段区间也会越长，失真的Iac经过乘法器后与实际电感电流相比较就会有个一较大的偏差，该偏差经过电流环的高增益就以最高的电压输出，另一方面由于C406的存在，会使Iac与交流电压相比会存在约0.5度的相移，同时在交流电压接近过零时也会向Iac提供一点电流，这些都会导致在电流过零附近，乘法器的输出与实际电流相比较后会有较

26、大的偏差，导致电流环运放进入饱和。如果采用数字控制，将交流整流电压和电感电流都进行偏置后采样，再减去该偏置，可以准确还原交流整流电压和电感电流波形（在空载和很轻载条件下由于ACsample波形还是不能过零，因此dsp的采样值也不会过零，但负载稍微增大后ACsample波形就可过零，从而获得理想的Iac采样），再进行相关的运算就不会存在以上的偏差，可以有效避免低压满载时电流过零尖刺。而对于模拟控制则很难从根本上进行消除，只能尽量抑制电流环输出饱和的时间。方法是首先在电流环运放的输出端与反相端之间并一个6.8V的稳压管，抑制电流环运放的输出电压过高，其次在该稳压管上又并联了一个3M和10M的电阻，

27、该电阻可以起到一个提供可变偏置电流的作用，该偏置电流在交流电压过零处（此时电流环输出电压最大）最大 从而降低乘法器的输出与实际电流之间偏差带来的影响，而在交流电压离开过零处后偏置电流又逐渐减小，从而降低该偏置对整个周期内的影响。实验结果表明这样可以使得低压满载下得杂音满足要求。在并了该电阻后，使得电流环低频增益下降，从而使得THD变差，接着又将C406增大（即在C406上并电容C431 3.3n），使THD下降。在C406上并电容和在稳压管上并电阻是分别为了解决低压满载电流尖刺和THD，但是又是相互有矛盾的，因此最终的取值需要结合实验逐步优化。并联了稳压管后，需要关注的有两方面，一是其漏电流随

28、温度升高而变大有可能导致高温下THD变差，二是稳压管是否存在短路的失效状态从而使电流环失控。稳压管的漏电流的确会随着温度的上升而增大，从而对THD存在隐患。但THD只考核200250V输入，而此时稳压管基本不起作用，即电流环运放的输出不会超过6.8V，因此对THD基本没有影响。实测一个模块在常温和高温下的THD，高温下THD略好于常温下。稳压管如果存在瞬间过冲或长期处于稳压状态且热累积较大都会使稳压管失效，并且有可能失效至短路状态，这样会使电流环失效，PFC不能正常工作。考虑电流环运放最高输出8.5V（资料手册上给出的绝对最大值），稳压管6.8V，那么电阻R439电流0.68mA，稳压管上的反

29、相重复峰值电流不会超过0.68mA，但BZX84B6V8LT1（ON）和BZX84B6V8（PHILIP）数据手册上都未给出反相重复峰值电流，仅给出了反相重复峰值电流且都为安培级，物品部工程师认为没有问题。考虑每次反相漏电流持续时间1ms（每10ms），那么稳压管上的平均功率为0.5mW，远低于BZX84B6V8LT1（ON）的225mW和BZX84B6V8（PHILIP）的250mW。因此这两种稳压管在实际应用中的应力都远小于额定值，失效风险极小。11. PFC限功率L4981有限功率的功能，电压环运放的输出VAOUT的大小直接正比于PFC的输入功率，乘以整机效率后就是整机可能输出的最大功率

30、。在DC/DC部分有限功率功能后，PFC限功率的功能其实很次要，只要能满足任何情况下都能向DC/DC提供足够的功率即可。L4981 资料手册中给除VAOUT最高输出电压范围为5.57.5V，因此将满载输出时的VAOUT设计在45V即可保证任何情况下PFC都能向DCDC提供足够的功率。计算公式如下：P = Uin*Iin=Uin*Imulout*=Uin*Iac* *VAOUT*P = =其中为由Uin到Iac的导纳，为由Uin到Vrms的分压比。七. 局部PCB图PCB设计要点：1、 PFC电流环的地需要单独从分流器上单独引，避免其它地上有干扰引入电流环。2、 L4981工作电源上并的解藕电容，其引线要尽可能粗。3、 MOS管驱动电路的回路面积尽量小。4、 功率管（MOSFET，二极管）的吸收电路和功率管之间尽量近，减小吸收电路环流的面积八. 器件容差分析这里仅对片容的绝缘电阻降低进行分析。1 电容C406、C431当其中任何一