半桥同步整流设计报告

1、 半桥倍流同步整流电源的设计摘要：现如今，微处理器要求更低的供电电压，以降低功耗，这就要求供电系统能提供更大的输出电流，低压大电流技术越发引起人们的广泛关注。本电源系统以对称半桥为主要拓扑，结合倍流整流和同步整流的结构，并且使用MSP430单片机控制和采样显示，实现了5V，15A大电流的供电系统。效率较高，输出纹波小。关键词：对称半桥，倍流整流，同步整流，SG3525一、方案论证与比较 1 电源变换拓扑方案论证 方案一：（如下图）此电路为传统的半桥拓扑。由于MOS管只承受一倍电源电压，而不像单端类的承受两倍电源电压，且较之全桥拓扑少了两个昂贵的MOS管，因此得到很大的应用。但在低压大电流的设计

2、中，输出整流管的损耗无疑会大大降低效率，而且电感的设计也会变得困难，因此不适合大电流的设计。 方案二：传统半桥+同步整流。将上图半桥的输出整流管改为低导通内阻的MOSFET。如此可大大减小输出整流的损耗，提高效率。比较适合大电流的整流方案，但变压器的绕制和电感的设计较麻烦。方案三：（如下图）半桥倍流同步整流。倍流整流很早就被人提出，它的特点是变压器输出没有中心抽头，这就大大简化了变压器的设计，并且提高了变压器的利用率。而流过变压器和输出电感的电流仅有输出电流的一半，这使得变压器和电感的制作变得简单。并 且由波形分析可以知道，输出电流的纹波是互相抵消的。该电路的不足是电路时序有要求，控制稍显复杂

3、。由上分析我们选择方案三。2 控制方案选择方案一：由于控制芯片SG3525输出两路互补对称的PWM信号，则可将控制信号做如下设置（如下图）。将驱动Q1的信号与Q4同步起来，Q2和Q3的信号同步，则可以实现倍流同步整流的时序同步，方案简单易行，但由于SG3525在输出较小占空比时有较大的死区，则输出MOSFET的续流二极管会产生较大的损耗。方案二：。反激变换。将SG3525的驱动信号反向后送入输出整流MOS管，如此可以极大的减少低占空比时的损耗，且仅需一对反向驱动，故选用方案二。二、电路设计与参数计算 1 总体方案设计电路整体采用半桥结构，电压型控制器件SG3525产生PWM控制信号，频率为30

4、KHz，分别经过半桥驱动IR2110和双反向驱动MAX626，分别驱动开关管和输出整流MOS管。功率变换产生的电压波形经倍流整流输出。电流采样使用高端电阻采样，为0.005欧。电流信号转化为电压信号，经放大、比较，送至单片机和控制芯片。单片机LCD显示输出电压、电流并且可以通过按键调节电压和电流过流点。下图为总体的系统框图。2 电源主电路设计根据指标，系统输入电压为2530V，输出电压为5V，输出电流为15A，输出电流过流点为18A(+-1A)。输出整流管我们选择了IRF3025。其耐压值为55V，额定电流为110A，导通内阻为8m欧。非常适合用作同步整流的低压大电流结构。控制芯片我们选用SG

5、3525，这是一款非常实用的电压型控制器件。它自带了高精度的5.1V基准，工作电压宽，具备软启动和输入高电平关断，其输出采用图腾柱输出，拉灌电流达200mA。驱动芯片采用IR2110和MAX626。IR2110为专用的半桥驱动芯片，其输出入电流达2A，延时短。MAX626输出峰值电流达2A，开关延时仅20ns。反馈控制使用光耦PC817+TL431精密基准，适应性强。1.1主变压器的设计绝大多数磁性元件都是自行设计的，变压器作为功率变换的主体，其设计的好坏直接影响到系统的质量。根据要求，输入电压为2530V，输出电压为5V，输出电流为15A。效率 80%。则输出功率Pout=75W，Pin=9

6、3.75W 我们选用EC40的磁芯，其高宽比较大，且便于绕制。平均输入电流Iin=Pin/Vin=3.8A，输入峰值电流Ipk=2.8Pout/Vin(min)=8.4A由： V=NAe(dB/dt) Np/Ns=Vp/Vs=(Vin/2)/(Vout/D)得：匝比N=Np/Ns=5：6；Dmax=0.3；再考虑大电流下的铜损和铁损，变压器原边取5匝，副边取6匝，辅助绕组取7匝。原边采用线径0.47的铜线4线并绕，副边采用9线并绕。1.2 输出滤波器设计及计算由于采用倍流同步整流，输出滤波器的平均电流只有输出电流的一半。由： V=L(di/dt)可知电感L=Et/r*Io, 其中Et为电感的伏

7、秒数，r为输出电流的纹波比，Io为电感平均电流。为了达到纹波峰峰值小于10mV，我们取L=400uH，可以满足要求。输出电容与电感一起，对于负载的能量传送和谐波抑制有十分重要的作用。输出电容我们采用大容量电解电容加高频特性好的薄膜电容。根据 C=Iout(max)*D/f*Vpp其中f=30KHz，Vpp=10mV，Iout=15A电解电容使用一个3300uF和两个1000uF的电容并联，薄膜电容使用两个0.01uF的并联。1.3 反馈电路的计算反馈电路我们选用光耦PC817和精密基准TL431。由于输出电压为5伏，并且TL431的基准脚需要2uA的电流，所以分压电阻都选为10k。PC871的

8、电流传输比CTR约为0.81.6，即：Ic/If=CTR为了满足光耦和TL431的工作条件，取工作电流为3mA,与光耦串联的电阻R=(5-1.2-2.5)/3mA=430欧，取470欧。则在满足增益的条件下，光耦输出上拉电阻取为2k。为了让反馈稳定工作，需要加补偿网络，我们选用II型补偿。由控制理论可知，电源闭环反馈的相位裕度需=45度。由于输出滤波器是一个二阶低通滤波器，会产生180度的最大相移，而TL431反馈也会产生相移，经计算并实际测试，补偿网络的取值如下：3 控制电路设计 控制系统是系统的关键部分，控制电路的好坏直接影响电路的效果。为了达到较好的控制精度，我们采用光耦+431的反馈方

9、法，将光偶的反馈信号输到误差放大器的同向端2脚，将误差放大器接成跟随器的形式。SG3525的内部结构如下： SG3525芯片的频率范围从100500KHz，其输出死区可通过Rd调节。它的振荡频率可通过f=1/(Ct(0.7Rt+3Rd)计算得到。此处Ct=1nF，Rt=24K，Rd=68，可得到输出频率为30KHz。为了充分利用SG3525的特点，我们设置了软启动和输出过流保护。软启动电容采用2.2uF。输出过流保护信号直接接到误差放大器的输出端，达到过流限流保护的作用。驱动半桥我们采用集成驱动芯片IR2110，简化了驱动电路的设计，有利于系统的调试。4采样保护电路设计 为了防止输出电流过大，

10、设置输出过流保护是十分必要的。由于输出电流大，为了达到较好的效率，我们使用0.005欧的电阻。当输出电流达到过流点18A时，采样电阻上的压降为0.09V，经INA155放大后，一方面送入单片机采样显示，另一方面与过流基准比较，得到过流信号，电路进入限流保护模式。并且输出过流点可由单片机调节，实现过流点步进调节。输出电压同样经分压输出到单片机显示。三、系统调试 调试阶段。由于开关电源干扰大，我们调试中遇到不少问题。开始就发现SG3525的驱动波形有一些异常，不是很稳定，于是我们加强了芯片的去耦设计，但是效果不大。后来我们发现SG3525的振荡波形并不稳定，猜想可能是地回路上干扰过大，于是我们在输

11、入都串上磁珠，后振荡波形稳定，驱动波形改善。在调整率测试阶段，发现空载到满载的输出电压变化较大，我们仔细查看了控制部分，发现采样点的接地离TL431的地较远。于是我们将输出电压直接采样，用双绞线连接到TL431的接地端。测试结果表明调整率得到了改善，达到了1%的负载调整率。四、测试结果与分析1 测量效率 满载时输出电流为15A，电压，电流由万用表读出。电压满载效率/%25/V27.5/V30/V81.08%81.49%81.85%81.86%81.74%81.85%81.87%81.84%81.96%平均值81.60%81.69%81.89% 由上可知：满载效率达到要求 不同负载下效率 输出电

12、流5/A10/A15/A输入电压效率/%25/V85.30%83.97%81.60%27.5/V84.80%84.06%81.69%30/V84.01%84.10%81.89%2 纹波的测量 输出纹波在满载15A时测量，由示波器读出。电压纹波/mV25/V27.5/V30/V21.8 由以上可得系统未达到输出纹波小于等于10mV的要求3 负载调整率输出电流0/A5/A10/A15/A输入电压输出电压/V25V5.004.984.974.9627.5V5.004.984.974.9630V5.014.994.974.96 由上可知：负载调整率为1%，满足系统要求4 电压调整率输入电压25/V27

13、.5/V30/V输出电流输出电压/V0A5.005.005.015A4.984.984.9810A4.974.974.9715A4.964.964.965 预设过流点误差 测试条件：输入电压30V， 预设值实际值偏差值17A18A19A五、设计总结 1 指标对比 通过对比指标和测量结果，电源的效率，电压调整率和负载调整率均达到要求。实现了电压、电流显示和过流点控制。唯一的缺陷是输出的电压纹波没有达到指标。若改善布局、减小漏感、使用高频元件可进一步减小输出电压纹波。 2 设计小结 本系统以半桥为主拓扑，采用输出倍流同步整流的设计，是实现低压大电流输出的良好选择。采用SG3525控制和集成驱动芯片，简化了电路设计，提高了系统的稳定性。利用MSP430单片机对输出显示和控制，提高了系统的可视化和数字控