基于SIMULINK的基带传输系统的仿真word格式

1、一任务书试建立一个基带传输模型，采用曼彻斯特码作为基带信号，发送滤波器为平方根升余弦滤波器，滚降系数为0.5，信道为加性高斯信道，接收滤波器与发送滤波器相匹配。发送数据率为1000bps，要求观察接收信号眼图，并设计接收机采样判决部分，对比发送数据与恢复数据波形，并统计误码率。另外，对发送信号和接收信号的功率谱进行估计。假设接收定时恢复是理想的。二基带系统的理论分析1.基带系统传输模型和工作原理；它主要由码波形变换器、发送滤波器、基带传输波形信道、接收滤波器和取样判决器等5个功能电路组成。模型如下（图1） 图1 发送滤波器对接收滤波器的传输特性为：，为信道噪声工作原理：基带传输系统的输入信号是

2、随机脉冲序列，为了使脉冲序列适合信道的传输，先经过码型变换器，将二进制脉冲序列变为适合信道传输的双极性码(ami码或hdb3码），还要进行波形变换，使信号在基带传输系统内减小码间干扰。当信号经过信道时，由于信道特性不理想以及信道噪声的干扰，使信号受到干扰而变形。在接收端为了减小噪声的影响，首先使信号进入接收滤波器，然后再经过均衡器，校正波形失真或码间串扰。最后进行抽样，判决恢复出基带数字信号。2基带系统设计中的码间干扰和噪声干扰以及解决方案（1）根据奈奎斯特准则：数字基带传输系统无码间干扰的充要条件的频域表达形式为 ，若不能满足奈奎斯特第一准则，在接收端加入时域均衡，减小码间干扰。（2）基带系

3、统的系统函数h()应具有升余弦滚降特性。如图2所示。这样对应的h(t)拖尾收敛速度快，能够减小抽样时刻对其他信号的影响即减小码间干扰。（3)噪声干扰及解决方案噪声干扰：基带信号没有经过调制就直接在含有加性噪声的信道中传输，加性噪声会叠加在信号上导致信号波形发生畸变。 解决方案： 在接收端进行抽样判决；匹配滤波，使得系统输出性噪比最大。三.基带系统设计方案* 信源的选择：（1）.基带信号峰值相等，噪声均方根值也相等时单极性抗噪能力不如双极性信号；(2).在误码率相同的情况下，单极性所要求的信噪功率比双极性高3db；(3)“1”和“o”等概率出现时，单极性基带系统的最佳判决门限随信道发生变化，而双

4、极性波形中无直流分量，有利于在信道中传输，且在接收端恢复信号的判决电平为零，抗干扰能力较强。本设计所采用的曼彻斯特码就是一种双极性不归零码。在simulink的环境下产生该信号需将“bernoulli binary generator”模块和 “pulse generator”模块各自产生的信号经过一个“relay”模块判决后再经过一个相乘器“product”模块得到双极性不归零码。* 发送滤波器和接收滤波器的选择：滤波器的选取对信号的发送和接受很重要，为了减小抽样时刻偏差造成的码间干扰问题，要求发送滤波器应具有升余弦滚降特性，同时为了得到最大输出信噪比，在此选择平方根升余弦滤波器作为发送（接

5、收）滤波器，滚降系数为0.5，接收滤波器与发送滤波器相匹配。以得到最佳的通信性能* 信道的选择：信道是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，且含有加性噪声。因此本次系统仿真采用加性高斯白噪声信道。* 抽样判决器的选择：抽样判决器是在传输行到特性不理想及含有噪声在规定时刻接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。由于曼彻斯特码是双极性码，故在接收中的判决门限为0。即采用由“pulse generator”脉冲模块“relay”判决模块“product”相乘器模块“triggered subsystem”保持模块构成的抽样判决器。四.simu

6、link下基带系统的设计1）.伯努利二进制信源发生器：产生随机序列（图2） 图2 2）.曼彻斯特码源：（在一个码元传输间隔内用两位双极性不归零脉冲表示1,0）（图3） 图3参数设置 ：(1)bernoulli binary generator（不归零二进制码生成器）的prpbability of a zero（零码概率）设为0.5，sample time（采样时间）设为1/1000。(2)pulse generator（脉冲生成器）的pulse width（of period）（脉冲宽度）设为50，占空比为12，attitude（幅度）设为1，phase delay（相位延迟）设为0，表示不经

7、过延迟，起始时刻发10码，sample time（采样时间）设为1/10000。(3）relay模块switch on point:0.5, switch off point:0.5,output when on:1, output when off:-1,模块中当输入的信号大于switch的门限值0.5时，输出为1，当输入的信号小于switch的门限值0.5时，输出为-1。此时，单极性不归零码经过relay模块后成为双极性不归零码（+1-1+1），pulse generator用于产生占空比为12的单极性归零脉冲，经过relay后成为双极性归零脉冲（+1-1），两路双极性信号成为乘法器pro

8、duct的输入，相乘后的结果是：第1路不归零码的1码与第2路（+1-1）码相乘得到（+1-1），第1路-1码与第2路（+1-1）码相乘得到（-1+1）码：曼彻斯特码。3发送滤波器、信道、接收匹配滤波器（图4） 图4参数设置：（1）discrete filter（根升余弦滤波器）的numerator coefficient: rcosine(2000,10000,fir/sqrt,0.5,10) ,sample time:1/10000。(2)awgn channel(高斯信道)中mode选择signal to noise radio(snr),snr(db):40。发送端根升余弦传输滤波器用于

9、对输入信号滤波成型，高斯信道中含有高斯白噪声，满足基带系统信道特征，接收端根升余弦接收滤波器对应于发送滤波器，用于匹配滤波，得到最大输出信噪比。4.抽样与判决（图5） 图5模块参数设置：（1）pulse generator1（脉冲生成器）的pulse width（of period）（脉冲宽度）设为50，占空比为12，不经过延迟，起始时刻发10码，sample time（采样时间）设为1/20000。(2)relay的判决门限设为eps，输入信号经relay被抽样判决，当信号大于0时输出为1，当信号小于0时输出为-1，pulse generatorl（脉冲生成器）的输出信号（101010 ）与

10、relay3输出信号相乘，结果是：（+1-1）与（10）相乘得到（+10），（-1+1）时与（10）相乘得到（-10），完成对曼彻斯特码的解码。解码后的信号是占空比为50的双极性归零码，再经过relay5将双极性码转换成单极性码，得到与信源发送时一致的码元序列。5.基带传输系统（图6） 图6五.仿真结果分析（1）模型图中各点输出时域波形（图7） 图7上图第一个波形为发送滤波器输出端时域波形，产生了规律的比较适合信道传输的波形，比较光滑。中间的波形为信道输出端的时域波形，可见其频率成分比较复杂。最下端的波形为接收滤波器输出时域波形。可以见的，噪声被基本滤除，接收滤波器输出波形比较平滑。（2）产生

11、的曼彻斯特码（图8） 图8（3）眼图（图9） 图9眼图张开的大小反映码间串扰的强弱，眼睛张得越大且眼图越端正表示码间串扰越小，反之越大。从上图中可以看出，眼图的线迹比较细，比较清晰，并且“眼睛”很大，说明误码率比较低，码间串扰与噪声对系统传输可靠性影响不大。（4）接收端与发送端时域波形对比（图10为误码率较高时，经仔细修改参数变为图11） 图10 图11（5）发送信号和接收信号的功率谱（图12，13） 图12 图13接收端还原出发送端的信号，所以其功率谱基本一致。六遇到的问题及解决的方法原本基带系统传输的过程并不麻烦，就是由信源，信道，发送滤波器，接受滤波器，采样判决等构成，但是在实际操作中很

12、多模块内部参数的设定是很难取决的，必须仔细分析调试后才能确定。升降模块前后的参数，延时模块参数等都需要互相匹配，有时会因为参数的不合适会造成错误或者误码率较大。1)将信源、发送滤波器、信道、接收滤波器、 抽样采样等模块连接到一块后,发现误码率很大,因为要在抽样采样之后对信号进行解码,2)将整个模型画好之后,运行发现误码率在50%左右,与实际相差较大,没有考虑到输入信号与输出信号有延时，加上延时模块后并调整延时时间，发现延时时间与理论值相差较大。3）判决门限选取的不合适会造成两种判决错误。4）高斯信道含有的加性噪声会影响信号波形，当信噪比较小时误码率较大，增大信噪比会使误码率减小。5）可能存在码间串扰。七结束语在建模仿真的课程设计培养了我们协调各模块关系及全面考虑模块参数设置方面的能力，在这次试验中大家都勤动手，多动脑努力完成任务，不仅在完成了实践任务，也积极努力的思考各模块的功能、搭配问题，完善了