单相正弦波变频电源自动化毕业设计

1、南华大学电气工程学院毕业设计（论文）单相正弦波变频电源摘要：本设计是通过模拟和数字的方法来产生SPWM信号。采用89C51单片机产生正弦波基波，采用NE555芯片产生高度线性等腰三角波载波。基波和载波通过高速电压比较器LM311比较产生与之对应的SPWM驱动信号。SPWM驱动信号经整形电路、死区电路、驱动功放隔离电路完成对全桥场效应管的开通和关断,从而完成将直流电压逆变成所需频率的正弦交流电。而调压电路采用前级DC-DC独立调压来实现，实现直流稳压。改变单片机正弦波输出频率来实现逆变输出SPWM交流调频的功能。采用芯片AD637对输出电压、电流进行真有效值变换，经A/DTLC549变换后送单片

2、机处理，实时对逆变输出进行监控，保证输出电压的稳定性。输出电压波形为正弦波，输出频率可变，能够测量和显示电源输出电压、电流、具有过流保护、过压保护电路、空载报警电路等。同时基于UC3845多路隔离反击式开关电源为系统供电。在研究和设计的基础上制作了样机，完成了大部分的调试工作，达到了预期的目的。关键词：升压；场效应管；检测电路；逆变Abstract:The SPWM signal is produced by the way of analog and digita in the design.The fundamental wave is produced by 89C51 chip,and

3、 the sine triangle carrier wave is produced by NE555 chip.SPWM drive signal is generated by the high-speed voltage comparator LM311. The turn-on and turn-off of mosfet are controlled by SPWM drive signal from the shaping circuit, the dead zone circuit, the power am plifier circuit to bring out the r

4、equired frequency of the sinusoidal alternating current in DC/AC convertion.The voltage regulating circuit uses DC-DC independent voltage regulating to realize, Change the frequence of the sine wave that is the output of the MCU will realize the function of inverse output SPWM AC frequency modulatio

5、n .Use AD637 to complete voltage and current true effective value transform and then send the result to A/DTLC549. Through AD exchange the output will be send to the MCU to be processed,according to the result to monitor the inverse output and to ensure the stability of the output voltage. The wavef

6、orm of the output voltage is sine-wave,its frequence can be changed.The voltage and current of the Power source can be e over-current and over-voltage protection circuit, an o-load alarm circuit and smeasured and the result can be displayed on the LCD.The power source include tho on. At the same tim

7、e use multi-channel isolate Counter type switch power as system power supply.On the basis of research and design,a prototype of principle is produced.the most of debugging of the whole system is completed. Keyword:boost；mosfet；detection circuit；inverter 目 录1 系统设计11.1 方案比较11.1.1 整流滤波电路方案11.1.2 斩波电路方案

8、21.1.3逆变电路方案31.1.4 MOSFET驱动电路方案31.1.5 测量有效值电路方案51.1.6 SPWM波产生方案51.1.7 变频电源基本结构方案61.1.8 辅助电源方案71.2 方案论证81.2.1 总体思路81.2.2 设计方案82 单元电路的设计与说明102.1 交流电源整流滤波电路102.2 斩波升压功率模块102.2.1 推挽式开关电源特点102.2.2 推挽式开关电源的工作原理112.2.3 基于TL494的推挽式开关电源稳压原理132.3.4 推挽式开关电源电路参数设计152.3 三角波产生电路222.4 正弦波产生电路262.4.1 工作原理262.4.2 单元

9、电路设计262.5 逆变及驱动电路292.5.1 逆变及驱动电路整体思路即基本思路292.5.2 SPWM调制方法及特点332.6 LC滤波器设计362.7 真有效值转换电路382.8 辅助供电电源设计382.9 过压保护电路442.10 欠压保护电路442.12 过流保护453软件设计473.1软件设计概述473.1.1软件设计流程图474 实物的制作与调试484.1实物制作484.1.1 EMI整流滤波电路484.1.2基于TL494推挽式升压电路模块484.1.3 SPWM驱动信号电路模块494.1.4 全桥逆变桥电路504.1.5 基于UC3845隔离多路输出辅助电源514.2作品的调

10、试方法514.2.1EMI整理滤波电路514.2.2基于TL494推挽式升压电路514.2.3 SPWM驱动信号电路524.2.3 UC3845反击辅助电源电路52参考文献53谢辞54附录I55附录II60附录III63iv1 系统设计近年来，随着人类社会和科学的进步以及对物质水平要求的增高，地球的不可再生资源正面临着开发殆尽的境地。因此基于地球可持续发展的目的，世界上很多国家都在大力发展节能减排和新能源项目的研发和利用。而提到节能减排和新能源开发利用，我们不得不提到逆变电源。逆变电源可实现输出交流电压的变频、调幅的功能以及利用太阳能转变的电能并入到电网中的功能。众所周知，电机是世界电能消耗的

11、主要设备。电机的调速控制技术的进步可以提高电机的运行效率，而电机调速采用逆变电源的变频调速的控制技术在最近些年来得到了广泛的应用。采用这种相较与以往的电机控制技术大大提高了电能利用效率。同时在新能源方面，太阳能发电技术广泛推广使得人类利用绿色能源迈出了重要的一部，而在这里首当其冲的是光伏并网的设计。因此逆变电源的应用显得至关重要。总之逆变电源在未来人类节能领域将起着非常重要的作用，其应用产前景无限美好。然而随着对逆变电源性能和效率的要求不断提高，其设计难度也将越来越大。对于即将毕业的大学生来说，熟悉逆变电源的设计原理和设计流程是很重要的。逆变电源本身涉及很多大学专业课的很多内荣，包括；模拟电子

12、技术、数字电子技术、单片机技术、电力电子技术、大学物理等学科。这就要求学生对这些相关内容右足够深的认识，通过毕业设计加深对所学知识的认识。1.1 方案比较1.1.1 整流滤波电路方案 方案一：半波整流， 用的就是一个二极管就能完成，利用二极管的单向导通性。当人们想把交流电变成直流电是就需此电路。因交流电流动方向是反复交替变化的电流，而直流电是单方向流动，人们就利用二极管单向导电性将电流转换为一个方向的电流，半波整流用一个二极管，所以出来的电流一半有一半没有称半波整流，用在对直流电要求不是很严格的场合。用在对直流电要求不是很严格的场合，严格的场合用全波整流和全桥整流比较好。方案二：单相桥式整流电

13、路。单相桥式整流电路是一组共阴极电路和一组共阳极电路串联组成的，单相桥式的整流电压为单相半波的两倍。单相桥式整流电路在任何时候都有两个晶闸管导通，而且这两个晶闸管一个是共阴极组的，一个是共阳极组的，它们同时导通，形成导电回路。比较以上两种方案，方案二整流输出电压高，纹波电压较小，且不存在断续现象，同时因电源变压器在正、负半周内部有电流供给负载，电源变压器得到了充分的利用，效率高，选用方案二。滤波电路用于滤除整流输出电压中的纹波，采用负载电阻两端并联电容器的方式。1.1.2 斩波电路方案方案一：反击式变换电路，该电路的输出电压可以高于或者低于输入电压，它广泛应用于系统辅助电源系统，这种电源可以输

14、出多组彼此共地或彼此隔离的多路的输出电压。它的电路图如图1.1所示。图1.1降压升压变换电路图方案二、推挽式升压电路，该电路输出电压既可以低于输入电压又可以高出输入电压。且输出端与输入端以及输出端与输出端之间可以实现直流隔离。当输入电压和负载波动时输出电压可以得到很好的调节，变压器绕组上承受脉冲电压，脉冲幅值由输入电压和次级绕组匝数决定。反馈设计合理的话，当输入电压和负载波动时输出电压可以得到很好的调节。根据设计要求，并结合斩波变换电路的特性，方案一和方案二均能满足设计要求，但方案一变压器容易饱和，可能会导致开关管损坏，并且在功率比较大的场合推挽式升压电路具备更高的性能指标。因此选择方案二作为

15、主功率升压模块。图1.2推挽式升压电路图1.1.3逆变电路方案方案一：采用电流型单相桥式逆变电路。在电流型逆变电路中，它们的直流输入是交流整流后由大电感滤波后形成的电流源。此电流源的交流内阻抗近似无穷大，它吸收负载端的谐波无功功率。逆变电路工作时，输出电流是幅值等于输入电流的方波电流。方案二：采用电压型电压桥式逆变电路。在电压型逆变电路中，它们的直流电源是交流整流后由大电容滤波后形成的电压源。此电压源的交流内阻抗近似为零，它吸收负载端的谐波无功功率。逆变电路工作时，输出电压是幅值等于输入电压的方波电压。比较以上两种方案，电压型逆变器的设计较简单，并且价格要便宜，适合学生制作。根据题目要求，选用

16、方案二。1.1.4 MOSFET驱动电路方案方案一：用CMOS器件驱动MOSFET。直接用CMOS器件驱动电力MOSFET，它们可以共用一组电源。栅极电压在小于10V时，MOSFET将处于电阻区不需要外接电阻R，电路简单化。不过这种驱动电路开关速度低，并且驱动功率要受电流源和CMOS器件吸收容量的限制。如图1.3所示。CMOS器件功率开关MOSFET 驱动图1.3用CMOS器件驱动MOSFET方案二：利用光耦合器驱动MOSFET。利用光耦合器的隔离驱动隔离电路如图1.4所示。通过光耦合器将控制信号回路与驱动回路隔离，使得输出级设计电阻减少，从而解决了与栅极驱动源低阻抗匹配的问题。而且在载波频率

17、不太高的情况下，光耦的使用比较灵活、稳定、高效。，特别是采用电容自举供电方式仅需要一个电源即可。光藕功率开关MOSFET 驱动图1.4用光耦合器驱动MOSFET方案三：另一种驱动可采用集成驱动芯片IR2111，IR2111是美国国际整流器（IR）公司研制的MOSFET专用驱动集成电路，DIP8封装，可驱动同桥臂的两个MOSFET，内部自举工作，允许在600V母线电压下直接工作，栅极驱动电压范围宽，单通道施密特逻辑输入，输入与TTL及CMOS电平兼容，死区时间内置，高边输出输入同相，低边输出死区时间调整后与输入反相。但IR2111对PCB布线的要求非常高，线不到位会导致驱动的失败，特别很容易导致

18、场效应管同时导通使场效应管烧坏。因此对于高速布线经验不足的人员来说不是很上乘的选择，并且他的死区时间无法改变，是通过芯片内部的死去电路固化的。当电路需要天调整死区时间时，是无法实现的。功率开关MOSFETIR2111集成驱动器件驱动图1.5用集成电路IR2111驱动MOSFET比较上述三种方案，方案一由于电路自身的一些缺点如驱动电路开关速度低、驱动能力有限等不满足题目要求。方案二采用光耦合器驱动场效应管，在开关频率不是太高的情况下，采用光耦作为驱动一般都能达到很好的效果。专用的集成电路IR2111，整机性能好，体积小，但对于布线要求较高，故采用方案二。1.1.5 测量有效值电路方案本设计要求输

19、出电压可调，调节电压是通过前级DC-DC的闭环稳压实现的，因此系统需要一个反馈信号构成闭环稳压系统。而反馈信号我们采用从后级输出的交流电压采样转换成相应直流电压，将其反馈至前级DC-DC的控制电路误差放大器的反馈端改变驱动功率器件的方波占空比来实现DC-DC闭环电压稳压的作用。方案一：信号分压处理后直接连接到A/D 器件，单片机控制A/D 器件首先进行等间隔采样，并将采集到的数据存到RAM中，然后处理采集到的数据，可在程序中判断信号的周期，根据连续信号的离散化公式，做乘、除法运算，得到信号的有效值再通过D/A将相应的反馈至送到直流稳压系统中，对编程有一定的要求。原理框图如图1.6：单片机集、存

20、储、计算DC-DCD/AA/D待处理信号图1.6直接数据处理框图方案二：信号分压后先经过真有效值转换芯片AD637，AD637 输出信号的有效值模拟电平，然后将AD637输出至反馈至直流稳压系统中去，实现稳压的功能。原理框图如图1.7：DC-DCAD637待处理信号哦 图1.7采用AD637框图比较上述两种方案：显然方案一占用大量单片机内部资源，造成可用资源减少，不利于设计中其它方面的利用。而方案二是采用硬件的的方式取样，这样做不但可以最大程度的减少采样造成的，而且采用模拟芯片采样的响应很快，能够很好的改善满足DC-DC直流稳压环节的响应速度问题，使输出电压能够很好的适应负载变化。因此我们选取

21、选择方案二。1.1.6 SPWM波产生方案该设计中，变频的核心技术是SPWM波的生成。方案一：采用SPWM（正弦脉宽调制）集成电路。SPWM（正弦脉宽调制）集成电路，所以可以作为单相变频电源的控制电路。这样的设计避免了应用分立元件构成SPWM波形发生器离散性、调试困难、稳定性较差等不足。方案二：采用AD9851 DDS集成芯片。AD9851芯片由高速DDS电路、数据输入寄存器、频率相位数据寄存器、高速D/A转换和比较器组成。由该芯片生成正弦波和锯齿波，利用比较器进行比较，可生成SPWM波。方案三：利用单片机通过编程直接生成正弦波,单片机输出的基波正弦波与载波三角波通过比较电路生成占空比和频率可

22、变的驱动信号，改变正弦的频率即可很容易的改变输出电压频率。比较以上三种方案：方案一是较好的一种实现SPWM 波的方法，但本毕业设计的重点在于对大学学习的验证，更多的是驱动电路的设计，并且采用专用芯片需要对芯片的工作原理有一定的认识，否则会遇到很多问题。而采用DDS虽然很容易的实现驱动的生成，但其输出信号是非常小的信号，波形质量难以保证非常容易受到干扰，从而使信号波形特性不理想，需要设计良好的滤波电路。DDS驱动能力很小，需要设计与之相应的驱动电路。这就使系统的设计复杂程度大大加大，而且成本加大，因此本系统不予采纳。单片机与运放产生SPWM，能够较准确的产生标准的SPWM波形，设计思想成熟，充分

23、体现了数电和模电的魅力。因此SPWM产生方案采用方案三。1.1.7 变频电源基本结构方案方案一：变频电源实际上是一个ACDCAC装置：它先将来自公共电网的交流电经过整流器转变成直流电，再通过逆变器将直流电转变成满足负载需要的交流电，所以基本部分由整流电路、逆变电路、控制电路、负载匹配电路等几个部分。采用如图1.8示开环控制方式，电路简洁，思路清晰，但这种电路在负载改变的时候不能达到稳压的要求。 控制电路DC-AC负载AD-DCDC-DC图1.8变频电源开环控制框图方案二：在上面方式的基础上，从负载端引出一个反馈信号，这个反馈信号经过处理后送单片机及前级DC-DC的PWM的误差放大器的反馈端与基

24、准电压做PID调节，误差放大器的输出结果与PWM芯片内部的锯齿波比较长生一个与之对应的占空比可变的方波，此方波通过芯片内部功率放大驱动电路驱动功率开关器件，从而使输出维持设定的电压值，形成一个电压闭环控制系统。通过改变误差放大器的基准电压以或者改变输出采样电阻的比值即可实现电压调幅的功能。该系统可靠性高，误差小，满足稳频、稳压的要求。其结构图如图1.9：负载DC-ACDC-DCAD-DC控制电路图1.9变频电源闭环结构图 1.1.8 辅助电源方案方案一：采用基于LM系列单端稳压芯片将整流电压稳压为系统供电，线性电源特点是不存在射频、EMI等干扰。输出电压比输入电压低；反应速度快，输出纹波较小、

25、工作产生的噪声低、效率较低(现在经常看的LDO就是为了解决效率问题而出现的)、发热量大（尤其是大功率电源），间接地给系统增加热噪声方案二：采用基于UC3845多路隔离输出辅助电源供电，反击式多路输出电源是辅助电源中应用最多的拓扑，通过变压器绕组数来获得多输出的功能。初级和次级线圈不共功率地，设计合理的话，纹波会很小。可以满足系统供电的要求。比较以上两种方案：线性电源的最大缺点是效率非常低，特别是输入输出电压压差较大时，其效率是影响使用它的决定向因素，效率低小造成电源模块发热严重，会严重影响其他模块的稳定工作。所以不予采纳，而基于UC3845隔离式辅助供电模块，因为开关电源工作效率比较高，在功率

26、不是很大的情况热辐射很小，不会对其他模块造成影响。同时由于采用了隔离的方式，可以实现输入地与输出地以及输出地与输出地之间的隔离。保证了被供电模块的电气安全，同时有满足了系统对隔离电源需求的要求。因此辅助电源方案采用方案二。1.2 方案论证1.2.1 总体思路采用一块STC51单片机，利用51单片机生成频率可变的基波信号，与通过NE555产生的三角波载波通过比较电路及滤波电路、整形电路、延时电路经后级电容自举驱动电路驱动主功率全桥 DC-AC电路，实现DC-AC逆变功能。同时闭环稳压环节通过单片机改变DC-DC控制电路的基准值电压值打大小来以及来自采样电路的反馈电压来达到稳压和调压的。通过改变基

27、波频率大小来改变逆变输出频率的大小。从而实现单相逆变调压、调频的功能。而系统的供电模块采用基于UC3845的的反击式多路输出隔离电源作为系统供电的辅助电源。1.2.2 设计方案220V/50Hz的市电，经过一个220V/24V的隔离变压器，输出24V的交流电压经整流得直流电压，再经斩波得到一个幅度可调的稳定直流电压。斩波电路采用基于TL494推挽升压电路，功率器件采用场效应管IRF540。驱动采用外接图腾柱驱动模式，外接图腾驱动接TL494的PWM输出端。DC-DC调压、稳压则通过单片机改变TL494基准电压的大小与经采样电路反馈电压来改变控制PWM输出的占空比来实现或通过改变输出采样可变电阻

28、的大小来实现调压的功能。输出的斩波电压经滤波电路变成稳定的直流电压，作为逆变桥的直流母线电压。直流母线经全桥逆变电路及滤波电路变成正弦交流电。逆变电路采用全桥逆变电路MOSFET桥臂由四个IRF540构成，IRF540的隔离驱动选用TLP250，TLP250是由SPWM驱动信号驱动的。SPWM驱动信号是通过正弦波和三角比较产生的，比较器产生的驱动信号再通过死区电路到达TLP250的输入端。逆变输出电压通过LC低通滤波器输出平滑的正弦波。图1.10变频电源系统设计方框图。滤波桥式整流扼流圈交流输入 斩波LC滤波输出全桥逆变直流输出隔离隔离图腾柱驱动TLP250 基于UC3845反击多路输出辅助供

29、电模块真有效值电路真有效值电路TL494PWM芯片死区电路 延时电路整形电路保护电路比较电路 保护电路三角波 A/D 正弦波三角波单片机图1.10变频电源系统设计方框图2 单元电路的设计与说明2.1 交流电源整流滤波电路市电220V/50Hz经隔离变压器变压为24V的交流电压，输入到扼流圈，消除大部分的共模干扰，经整流输出到滤波电容，输出文波很小的直流电压。其电路如图2.1所示。在电路图中，F1、F2为保险丝，要求输出电流有效值达3.6V时，执行过流保护，则采用4A的保险丝。JDOIN端接过压保护电路，在大电压时保护电路。并联的电容C1.1C1.4为并联的整流滤波电容，容值为470uF,多个电

30、容并联可以减少电容等效串联电阻，从而减少输出直流电压的纹波，和减少由等效串联电阻产生的发热，从而延长电解电容的使用寿命。同时电容的并联还可以增加滤波电路的安全性，当其中的电解电容坏掉的时候不至于滤波失灵，从而避免对后级电路的影响。另外理论上电容的越大，那么整流后的直流电压纹波越小，但是电路开机的瞬间冲击电流也将增大。因此用于滤除大部分电压中的纹波。图2.1交流电源整流滤波电路2.2 斩波升压功率模块2.2.1 推挽式开关电源特点本设计需要将整流桥整流电压经滤波电路的直流电压经推挽式电路升压至36V（实际需要调压本设计为上限制），本设计采用推挽式升压电路，推挽式开关电源输出电流瞬态响应速度很高，

31、电压输出特性很好。推挽式开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的拓扑，由于推挽式开关电源中的两个控制开关轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个周期之内都向负载提供功率的输出，因此，其输出电流瞬态响应速度很高，电压输出特性很好。它在输入电压很低的情况下，仍然能维持很大的输出功率，所以推挽式开关电源被广泛的应用于低输入电压的DC/AC逆变器。推挽式开关电源经桥式整流或全波整流后，其输出电压脉动系数和电流脉动系数都很小，因此，需要一个很小值的储能滤波电容或储能滤波电感就可以得到一个电压纹波和电流纹波很小的输出电压。2.2.2 推挽式开关电源的工作原理图2.2是典型的推挽式电路，基本

32、原理是：输入直流电压通过开关管K1和K2的轮流交替导通实现变压器的不断的置位和复位，将磁芯存储的能量传递到次级。通过变压器升压后，经过二极管整流滤波，再经电感输出平均的直流电压。电容C为输出滤波电容。由于推挽式开关电源中的两个控制开关K1和K2轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，因此，其输出电流瞬间响应速度很高，电压输出特性很好。推挽式变压器开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源，它在输入电压很低的情况下，仍能维持很大的功率输出，所以推挽式变压器开关电源被广泛应用于低输入电压的DC/AC逆变器，或DC/DC转换器电路中。图为推挽式

33、拓扑，其主变压其可以包含多个次级绕组。每个次级绕组都产生一对相位相差180度的方波脉冲，脉冲幅值由输入电压以及初次级绕组匝数比决定。所有级绕组的脉冲宽度都相等，均由主输出回路的负反馈控制电路决定。其控制电路采用TL494产生两个相等的脉宽可调、相位相差180度的驱动脉冲来驱动两个场效应管轮流导通。开关导通期间，基极驱动电压必须足够大，以使在整个额定电流范围内，都能使初级半绕组的开关管电压拉到最低和导通压降，通常约为1V。因此当任意开关管导通时，对应半绕组上的方波电压幅值为。变压器次级是一个导通时间为、幅值为 ()()的平顶方波。此处为整流二极管的导通压降，对于传统的快恢复二极管一般为1V，对于

34、肖特基二极管大约0.5V。因为每个周期有两个脉冲，因此整流二极管印记输出的脉冲占空比为。如图假设D1和D2是肖特基二极管二极管正向压降0.5V，输出直流电压为则 (2.1)主输出整流器输出端波形如图所示。如果负反馈环路接端，则和将随输入直流电压和输出负载电流的变化而调整，以使不变。尽管负载电流没有体现在公式中，但当负载电流变化时导致发生变化时，它都回被误差放大器所采样，然后通过告便控制导通时间来调整是保持不变。从而实现稳压。图2.2推挽式工作原理图图2.3推挽拓扑结构图图2.4推挽式初级工作波形原理图图2.5推挽式次级工作波形原理2.2.3 基于TL494的推挽式开关电源稳压原理本设计选用TL

35、494芯片产生占空比可调PWM波，用硬件方式反馈到TL494误差放大器，形成一个稳定的闭环控制系统。实现PWM占空比自动调节功能，并可以采集输出电流反馈到TL494另外一个误差放大器，实现过流保护，单片机只需通过DA给出一个参考电压，或改变输出采样电阻的的大小，即可输出比较稳定的电压。硬件也比较简单，硬件方式反馈速度更快、精度更高。整体系统原理如图2.6： 供电图2.6 TL494推挽升压模块框图TL494芯片：TL494为专用双端脉宽调制器件，本电源的连接原理图如图2.7。图中误差放大器EA1的同相端（脚1）接在由两个电阻组成的分压器上，EA1的反相端（脚2）通过4.7K的电阻接到基准电压端

36、（脚14），若一脚反馈回的电压大于基准电压5V,误差放大器EA1输出电压增加，导致晶体管Q1的导通时间变短，使一脚处电压保持在5V，从而稳定了输出电压。同理当误差放大器EA2的反相端（脚15）连接的回路有扰动时就会通过控制晶体管Q2的导通时间来是输出稳定。15脚和3脚之间的电容是为了加大误差放大器EA1的高频负反馈降低其高频增益及抑制高频寄生振荡用的。死区时间控制端（脚4）不是直接接地的，而是通过10K电阻接地并通过10UF电容和14脚连接电阻和电容器组成一个软启动电路，输入电源刚接通时，由于电容器两端电压不能突变，故14脚输出地基准电压5V全部加到4脚上，使脚4处于高电平，死区时间比较器的输

37、出亦为高电平，故Q1、Q2处于截止状态，开关电源无输出，随着电容器充电的进行，电容器两端电压逐渐升高，10K电阻两端电压逐渐降低，Q1、Q2逐渐导通，正常工作时，10K电阻两端电压近似为零。5脚和6脚连接的RT、CT决定了振荡率，振荡频率为：。图2.7 TL494内部原理图2.3.4 推挽式开关电源电路参数设计从2.1式可知，下降时，变换器会通过增加导通时间来维持输出电压的稳定。当直流输入电压下降到最小值时，导通时间最大。但此类变换器中，最大导通时间不能超过开关周期的一半。否则复位幅秒数将小于置位幅秒数，经过几个周期后，磁芯将饱和并损坏开关管。另外由于驱动场效应管时，由于场效应管存在输入电容的

38、缘故，所以驱动脉冲启动时，场效应管不能够马上开通，具有一定的驱动延时。所以场效应管栅极驱动时间一定小于半个周期的一半。否则延时时间的存在会导致两个开关管的导通重叠。此时功率场效应管将绕组短路，电路将迅速失去控制。全部电源电压加在开关管两端，电流非常大，开关管立即损坏。所以为了保证一个周期内磁芯可以复位，且不会造成同时导通，在直流输入电压为其最小值时，反馈环将增大以保证恒定时，必须采取钳位电路以限制导通时间不会超过半个周期的80%。这样在公式2.1中已确定、以及,可确定匝数比，以得到所需的输出电压(1)初级匝数的确定：根据法拉利定律可以确定初级匝数，根据公式，由初级最小电压（）和最大导通时间（如

39、上述所示，不超过)确定，即 ( 2.2)(2)最大磁通摆幅的选择：从2.2式可知，初级匝数与磁通变化量dB成反比，一般尽量取最大的dB而使最小。因为较小的匝数意味着可用较大规格的导线，则给定的磁芯可承受较大的电流并获得较大的输出。另外，较少的匝数不但可以降低变压器成本，还可以降低杂散寄生电容。如图图2.7铁氧体磁芯典型磁滞回线，可以看出，超过2000G时，铁氧体磁芯的磁滞回线就进入了弯曲部分。应使刺磁通变化限制在该点一下，因为超过该点，变压器绕组电感量急据减小，励磁电流就开始按指数规律上升。如果不考虑磁芯损耗的限制，则一般2000G是个比较好的选择。铁氧体磁芯损耗约以峰值磁通密度的2.7次幂以

40、及工作频率的1.6次幂按指数规律增加。频率50KHz时，即使咳嗽率磁芯损耗问题磁通密度也可以取2000G。但是，为了防止磁芯在动态时饱和，最好能保留较宽的裕度。实际上，即便在磁芯损耗允许的情况下，也最好把磁通密度限制在1600G以内。一次dB选取3200G。图2.7 铁氧体磁芯典型磁滞回线(3) 次级匝数的选择；主输出和辅输出的的次级匝数选择可以根据2.1式一下确定。在这些公式中所有参数斗是一知的。输出电压、和T都已确定。最大导通时间设为,对于选定的磁芯，已知，因此根据2.1式即可确定次级匝数的大小。为了减小磁芯、开关管损耗以及降低布线难度频率设计低于50kHz以下。本设计采用=50kHz。(

41、4) 初级峰值电流计算 直流输入电源的输入值最小时开关管导通时间最大，开关管导通时间为半周期的80%。为了简化设计。现假设脉冲等效为平等波，其幅值是斜坡终点处的电流值。输入功率等于平均电流与的乘积，假设效率为80%，则=。 即 (2.3)每个初级半绕组每周期都仅流过一个脉冲，因此其占空比为（0.8T/2)/T，对于占空比为D、幅值为的平顶脉冲波，其有效值为: (2.4) (2.5) (2.6) (6) 次级峰值电流确定为简化初级电流有效值的计算，阶梯斜坡脉冲近似等效为平顶脉冲波为，的幅值为斜坡中心值或直流输出电流值，其占空比为0.4。 (2.7)(7) 推挽电路参数本电源模块设计指标如下；30

42、Vdc32Vdc，输出功率=72W，效率=0.8%。工作频率为50kHz，输出为固定电压时为36Vdc。磁芯选用EI33,其磁芯截面积为。匝数的计算由式2.2可得初级匝数 。取整数即，则由式2.1得次级输出匝数: 即。初级、次级峰值电流、有效值电流计由式： 得初级峰值电流为： 。由式：得初级绕组有效值为； 。由式： 得次级绕组电流有效值 。 (8)输出滤波器的设计输出电感不允许进入不连续模式，而两者的临界点是；直流电流下降到斜坡副值一半时发生。于是 (2.8) (2.9)则有 (2.10)选取，使及相应的最小时为,于是 (2.11) 于是 (2.12)如果规定最小电流为额定电流的1/10,则

43、输出电感设计设计采用变压器连续工作模式模式，因为不连续模式控制环路的设计较困难，而且瞬态特性降低。不连续模式是从电感阶梯斜坡电流的阶梯下降至零开始的，这种情况会在直流电流下降至斜坡幅值dI的一半时发生。于是 (2.13) 当最小时，选择使最小时不需要大于就可以输出需的电压的值。而,则有 (2.14) 选取，使及相应最小时为，于是 （2.15） （2.16） 如果最小电流规定为额定电流的1/10,则 （2.17） 输出电容的计算输出滤波电容并非理想电容，它等效为寄生电阻和电感与理想纯电容的串联,为等效串联电阻,等效串联电感。一般我们希望纹波电流大部分流入输出电容。因此输出电压的纹波有输出滤波电容

44、、等效串联电阻、和等效串联电感决定。对于频率低于500kHz,可以被忽略，输出纹波主要由和决定。一般是电解电容，因此在开关频率处，由产生的纹波电压分量很小与由产生的纹波电压分量。因此在中频段，对于一阶系统。输出纹波接近于输出纹波电流乘以。即由决定的纹波分量和纹波电流即初级绕组电感斜坡电流峰-峰值成正比。而由决定的纹波分量与流过的电流积分成正比，两者相位不同，假设两者相位相同为最恶劣情况。为估算这些纹波分量必须知道的值但一般很少给出此值，但对很大范围内不同电压等级不同容值的电解电容来说，其*的值近似为常数。即输出电容可根据输出电压允许的纹波电压峰-峰值为； （2.18） 式中是所选电感电流纹波的

45、峰-峰值。另外由于电解电容器，在很大容值及额定电压范围内，其的乘积基本不变。因此可选为： （2.19） 如图2.8 输出整流电路及波形(9)场效应管的选择场效应管担负能量传送的纽带，通过场效应管在PWM驱动信号下开通、关闭的过程来实现变压器绕组储能（置位）和（放能）的过程，进而使输出稳定，给负载提供能量。因此场效应管长时间稳定安全的工作对于变换器来说至关重要，因此对于场效应管的选择要在确保成本最低情况下，能满足场效应管的稳定安全工作。场效应管选择的因素主要包括额定工作电流、额定工作电压、最大击穿电压、导通电阻等。工作电流就是场效应管正常工作时的电流，在本设计中就是指初级绕组峰值电流,但为了保证

46、电路可靠安全运行，一般选择要流出30%左右的安全裕量。额定工作电压就是场效应管源极和漏极之间的正常工作电压大小。和而定电流的选取一样额定电压选取也要留取一定的裕量，我们去80%的裕量。同样场效应管反向击穿电压为场效应管的击穿电压。当加在场效应管的电压超过此电压场效应管将击穿损坏，因此此电压要留有足够的裕量，特别是反击式开关管关断时漏极电压是输入电压、输出反射电压和变压器漏感电压之和。特别是变压器漏感比较大的时候情况更严重，本设计反方向击穿电压裕量取40%。因此基于以上考虑场效应管选择具体参数如下；,。因此可参照上述参数选择场效应管，因手头只有IRF540并且IRF540的电气参数满足上述要求，

47、因此本设计采用IRF540。(10)整流二极管的选取输出整流二极管是将高频变压器的高频方波整流经滤波电路变成直流电，因此输出二极管因该是快速二极管以满足开关频率的要求。以及满足输出整流二极管反向电压与额定电流的大小。基于以上考虑输出整流二极管采用FR307。(11)基于TL494推挽式开关电源电路原理图基于以上原理和设计，主功率升压电源模块原理图如图2.9:图2.9 基于TL494推挽式开关电源全原理图2.3 三角波产生电路三角载波做为载波，为了获得比较高的载波比三角波的频率一般在10KHz以上。同时还要保证三角是高线性的等腰三角载波。本设计采用NE555时钟芯片产生三角波。(1)NE555

48、引脚位功能配置说明 图2.10 555等效电路触发器l Pin 1 (接地) -地线(或共同接地) ，通常被连接到电路共同接地。 l Pin 2 (触发点) -这个脚位是触发 NE555使其启动它的时间周期。触发信号上缘电压须大于 2/3 VCC，下缘须低于1/3 VCC 。 l Pin 3 (输出) -当时间周期开始 555 的输出输出脚位，移至比电源电压少 1.7伏的高电位。周期的结束输出回到O伏左右的低电位。于高电位时的最大输出电流大约 200 mA 。 l Pin 4 (重置) -一个低逻辑电位送至这个脚位时会重置定时器和使输出回到一个低电位。它通常被接到正电源或忽略不用。 l Pin

49、 5 (控制) -这个接脚准许由外部电压改变触发和闸限电压。当计时器经营在稳定或振荡的运作方式下,这输入能用来改变或调整输出频率。 l Pin 6 (重置锁定) - Pin 6重置锁定并使输出呈低态。当这个接脚的电压从 1/3 VCC 电压以下移至2/3 VCC以上时启动这个动作。 l Pin 7 (放电) -这个接脚和主要的输出接脚有相同的电流输出能力，当输出为 ON 时为LOW，对地为低阻抗，当输出为 OFF时为HIGH，对地为高阻抗。 l Pin 8 (V +) -这是555 个计时器 IC的正电源电压端。供应电压的范围是+4.5伏特(最小值)至+16伏特(最大值)。图2.11 NE55

50、5内部结构图(2)NE555产生高线性三角波原理：我们知道NE555的2脚和6脚分别接内部运放的同相端和反响端，并且两运放的A1反相端电压有内部典论分压为2V/3,运放A2通向端的同相端电压为1V/3*。且当芯片电压低于1V/3*时三角输出低电平即接地，而芯片2脚电压高于2V/3*时芯片3脚将输出高电平V。而如图基于NE555高线性等腰三角波电路Q1、Q2组成充电恒流源，Q3、Q4则组成放电恒流源。基于芯片震荡使电容C6以相等的电流充电和放电，从而产生高线性的等腰三角载波。具体工作过程如下；假设电路初始状态，3脚为高电平，则3脚高电平通过肖特基二极管D04将二极管D03关断从而切断震荡电容C6

51、的放电回路，D01被3脚高电平阻断，同时震荡电容C6通过有Q1Q、Q2组成充电恒流源经二极管D02对电容进行恒流充电，由于是恒流充电所以电容电压线性上升。而当震荡电容电压超过2V/3*时芯片3脚状态改变为0V左右的低电平这时二极管D04被关断振荡电容经二极管D03通过放电回路以相同的电流放电，电容电压以相同的斜率下降。同时二极管D01导通给充电恒流源提供流通回路导通二极管D02则被短掉。从而实现了振荡电容以恒定的斜率和频率充电和放电，实现三角波的产生又由于充电和放电恒流源互为镜像的恒流源从使充电电流和放电电流相等，从而保证了等腰三角波高度对称线性。如图基于NE555高线性等腰三角波电路。注意经

52、NE555芯片产生的三角波波形特性已经相当好，几乎不存在由运算放大器组成的三角波发生电路的温漂现象。并且产生的三角波是不允许使用滤波电路的，因为对三角波进行傅立叶变换可知三角波是有一系列的正弦波组成。因此不能对他进行滤波，如果采用低通滤波器，那么三角波可能就变成正弦波了。所以三角波不能采用滤波器。图2.12 基于NE555高线性等腰三角波电路(3)三角波调理电路定义调制比,只有在调制比为小于1的范围内，输出电压的基波大小才会随调制比线性变化，这一区域称为线性调制区。调制比在线性区内也等于输出基波电压峰值与SPWM脉冲波幅的比值。当调制比大于1时，将进入过调制区。这时候输出电压基波还会随着调制比

53、的增大而继续增大，但是基波电压大小和调制比之间不再呈线性关系。而且随着调制比的增大输出电压呈现出饱和特性。当调制比足够大时，输出电压就成为了180度的方波，因此要在三角波输出接调理电路，包含：电平移动电路、幅值放大电路组成，调理电路如图2.13:图2.13 三角波调理电路2.4 正弦波产生电路2.4.1 工作原理数字信号可以通过数/模转换器转换成模拟信号，因此可通过产生数字信号再转换成模拟信号的方法来获得所需要的波形。89C51单片机本身就是一个完整的微型计算机，具有组成微型计算机的各部分部件：中央处理器CPU、随机存取存储器RAM、只读存储器ROM、I/O接口电路、定时器/计数器以及串行通讯接口等，只要将89C51再配置键盘及、数模转换及波形输出、放大电路等部分，即可构成所需的波形发生器，其信号发生器构成系统框图如下图所示。 图2.14 单片机产生正弦波原理