双闭环直流调速系统毕业论文

1、南京化工职业技术学院南京化工职业技术学院 毕业论文设计毕业论文设计 题目：题目： 双闭环直流调速系统双闭环直流调速系统 目 录 摘 要.i 前 言 . 第 1 章 绪论 .1 1. 设计目的及意义.1 2. 设计说明书设计说明书.1 第 2 章 直流调速系统的组成与原理 .2 1. 双闭环调速系统的动态数学模型双闭环调速系统的动态数学模型.2 2. 直流电机数学模型直流电机数学模型.2 3. 整流装置的传递函数整流装置的传递函数.3 4. 调速系统总计调速系统总计.3 5. 直流调速系统的组成直流调速系统的组成.5 第 3 章 双闭环调速系统的组成与原理 .6 第 4 章 晶闸管电动机主电路的

2、设计 .8 1.1 主电路设计主电路设计.8 1.2 主电路参数计算主电路参数计算.8 2. 转速、电流调节器的设计转速、电流调节器的设计 .9 2.1 电流调节器设计电流调节器设计.9 2.2 转速调节器参数选择转速调节器参数选择.12 3. 启动过程启动过程 .16 4. 电动机堵转过程电动机堵转过程 .17 5. 双闭环调速系统特点双闭环调速系统特点 .17 第 5 章 双闭环直流调速系统仿真 .19 第 6 章 带转速、电流负反馈的双闭环直流调速装置调试步骤 .22 附录 .24 总结 .25 参考文献 .26 摘 要 本文主要针对交直流调速系统这门课程中关于双闭环直流调速系统的 特点

3、，结构和动态过程的分析，对该系统进一步了解与学习。 从直流电动机的工作原理入手，建立双闭环直流调速系统的数学模型，并 详细分析系统的原理及其静态和动态性能，且利用 simulink 对系统进行各种参 数给定下的仿真。 关键词：双闭环；直流调速系统；simulink 仿真 前言 在工业生产中,需要高性能速度控制的电力拖动场合,直流调速系统,特别是 双闭环直流调速系统发挥着极为重要的作用。转速、电流双闭环调速系统是 20 世纪 60 年代在国外出现的一种新型调速系统。70 年代以来, 在我国的冶金、 机械、制造以及印染工业等领域得到日益广泛的应用。双闭环调速系统是由单 闭环自动调速系统发展而来的。

4、它通过转速和电流两个调节器分别引入转速负 反馈和电流负反馈，并构成双闭环系统。从而有效的改善电机性能。 本设计主 要采用三相全控桥式整流电路对直流电机供电，并通过工程设计法对转速调节 器和电流调节器相关参数进行计算以达到对转速电流双闭环支流调速系统的整 体实现。 该系统主要由给定环节、asr、acr、触发器和整流装置环节、速度检测环 节以及电流检测环节组成。为了使转速负反馈和电流负反馈分别起作用，系统 设置了电流调节器 acr 和转速调节器 asr。电流调节器 acr 和电流检测反馈回 路构成了电流环；转速调节器 asr 和转速检测反馈回路构成转速环，称为双闭 环调速系统。因转速换包围电流环，

5、故称电流环为内环，转速环为外环。在电 路中，asr 和 acr 串联，即把 asr 的输出当做 acr 的输入，再由 acr 得输出去 控制晶闸管整流器的触发器。为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个 调节器一般都采用具有输入输出限幅功能的 pi 调节器，且转速和电流都采用负 反馈闭环。 第一章.绪论 1.设计目的及意义 本设计从直流电动机的工作原理入手，并详细分析了系统的原理及其静态和动态 性能。然后按照自动控制原理，对双闭环调速系统的设计参数进行分析和计算，利用 simulink 对系统进行了各种参数给定下的仿真，通过仿真获得了参数整定的依据。 转速、电流双闭环直流调速系统是性能很好，

6、应用最广的直流调速系统, 采用转 速、电流双闭环直流调速系统可获得优良的静、动态调速特性。转速、电流双闭环直 流调速系统的控制规律，性能特点和设计方法是各种交、直流电力拖动自动控制系统 的重要基础。应掌握转速、电流双闭环直流调速系统的基本组成及其静特性；从起动 和抗扰两个方面分析其性能和转速与电流两个调节器的作用；应用工程设计方法解决 双闭环调速系统中两个调节器的设计问题，等等。 通过对转速、电流双闭环直流调速系统的了解，使我们能够更好的掌握调速系统 的基本理论及相关内容，在对其各种性能加深了解的同时，能够发现其缺陷之处，通 过对该系统不足之处的完善，可提高该系统的性能，使其能够适用于各种工作

7、场合， 提高其使用效率。 2.设计说明书 某晶闸管供电的转速电流双闭环直流调速系统，整流装置采用三相桥式电路，基 本数据为： 直流电动机：,，电枢电路总电阻vun750ain780 min 375rnn04 . 0 a r r=0.1,电枢电路总电感,电流允许过载倍数，折算到电动机轴的飞轮mhl0 . 35 . 1 惯量。 22 4 . 11094nmgd 晶闸管整流装置放大倍数，滞后时间常数75 s ksts0017 . 0 电流反馈系数 n i v a v 5 . 1 1201 . 0 电压反馈系数 n n v r v 12 min 032 . 0 滤波时间常数.02. 0,002 . 0

8、 stst onoi ；调节器输入电阻。vuuu cmimnm 12 kro40 设计要求： 稳态指标：无静差 动态指标：电流超调量；空载起动到额定转速时的转速超调量。 0 0 5 i 0 0 10 n 第二章直流调速系统的组成与原理 1双闭环调速系统的动态数学模型 在工程实践中,虽然交流电动机结构简单、价格便宜、制造方便、维护容易。但由 于直流电动机双闭环调速系统在理论和实践上都比较成熟,具有极好的运行和控制性能,在 工业生产中仍占有相当的比例,其双闭环调速系统结构如图 1-1 所示。 asr速度调节器acr电流调节器ta交流变换器 tg测速发电机u*n给定速度信号un速度反馈信号 u*i给

9、定电流信号ui电流反馈信号 图 1-1直流电动机双闭环调速系统结构 系统中电流内环的作用是使电机电枢电流 id 服从它的给定值 u*i,当 u*i 不变时, 它表现为恒流调节,否则表现为随动调节。速度外环的输出为 u*i,不直接推动后面的放 大器,而是作为电流环的给定值,二者共同构成串级控制系统,不仅能控制转速,而且能 控制电流,可充分利用电机的过载能力,获得较快的动态响应。 2直流电机数学模型 在电力拖动控制系统中,直流电机通常以电枢电压为输入量,以电机转速为输出量。 假设电机补偿良好,忽略电枢反应、涡流效应和磁滞的影响,并设励磁电流恒定,得直流 电机数学模型和运动方程分别为: 1-1 式中

10、: ud电枢电压; l、id、r分别为电枢回路电感、电流和总电阻; e电机 的反电动势,且有 e=cen; te、tl分别为电机的电磁转矩和负载转矩,且有 te=cmid; gd2电力拖动系统整个运动部分折算到电动机轴上的转动惯量。整理得电流与电压以 及电动势与电流之间的传递函数分别为: 1-2 式中: t1=l/r电枢回路的电磁时间常数(s); idl=tl/cm负载电流(a); tm电 力拖动系统的机电时间常数(s)。考虑 n=e /ce,可得直流电机的动态结构图如图 1-2 所 示。 3整流装置的传递函数 图 1-2直流电动机的 动态结构图 由于晶闸管整流装置总离不开触发电路,因此在分析

11、系统时往往把它们看成一个整 体,当作一个环节处理。从图 1-1 上可以看出,这一环节的输入量是触发电路的控制电 压 uct,输出量是电枢电压 ud。如果在一定的范围内将非线性特性线性化,就可以把它 看成一个滞后时间较小的纯滞后环节,如式 1-3。因传递函数中包含指数函数,使系统成 为非最小相位系统,给分析和设计带来了麻烦,一般情况下,把它近似成一阶惯性环节。 1-3 式中: ts晶闸管整流装置的失控时间(s)。 4.调速系统总体设计 为实现转速和电流两种负反馈分别作用，直流双闭环调速系统中设置了两个调节 器, 即转速调节器(asr)和电流调节器(acr), 分别调节转速和电流, 即分别引入转速

12、 负反馈和电流负反馈。 两者之间实行嵌套连接，且都带有输出限幅电路。转速调节器 asr 的输出限幅电 压决定了电流给定电压的最大值；电流调节器 acr 的输出限幅电压限制了电力 * im u cm u 电子变换器的最大输出电压。 dm u 由于调速系统的主要被控量是转速, 故把转速负反馈组成的环作为外环, 以保证 电动机的转速准确跟随给定电压, 把由电流负反馈组成的环作为内环, 把转速调节器 的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器 upe，这 就形成了转速、电流双闭环调速系统。 如图 2-1 所示： 给定电压 速速度度 调调节节器器 电电流流 调调节节器器 三三相

13、相集集成成 触触发发器器 三三相相 全全控控桥桥 直直流流 电电动动机机 电电流流 检检测测 转转速速 检检测测 un* un + - u n ui* ui + - uc n ud 图 2-1 直流双闭环调速系统 为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用 pi 调节器。这 样构成双闭环直流调速系统。 其原理图如图 2-2 所示： 图 2-2 直流双闭环调速系统原理图 直流双闭环调速系统由给定电压、转速调节器、电流调节器、三相集成触发器、 三相全控桥、直流电动机及转速、电流检测装置组成，图中还表示了两个调节器的输 出都是带限幅作用的，转速调节器 asr 的输出限幅电压 uim*

14、决定后了电流给定电压 的最大值，电流调节器 acr 的输出限幅电压 ucm 限制电压 ucm 限制了电力电子变换 器的最大输出电压 udm。其中主电路中串入平波电抗器，以抑制电流脉动，消除因脉 动电流引起的电机发热以及产生的脉动转矩对生产机械的不利影响。 5.直流调速系统的组成 如下图所示，为了使转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置两个调 节器， 分别 引入转速负反馈和电流负反馈以调节转速和电流，二者之间实行嵌套连接。把 转速调节器的输出当做电流调节器的输入，在用电流调节器的输出去控制电力电子 变换器。从闭环结构上看，电流环在里面，转速环在外边。形成了转速，电流反馈 控制直流调速系统。

15、 为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用 pi 调节器。 第三章.双闭环直流调速系统的组成与原理 图 2.1 双闭环直流调速系统的原理图 电动机在启动阶段,电动机的实际转速(电压)低于给定值,速度调节器的输入端存 在一个偏差信号,经放大后输出的电压保持为限幅值,速度调节器工作在开环状态,速度 调节器的输出电压作为电流给定值送入电流调节器, 此时则以最大电流给定值使电流 调节器输出移相信号,直流电压迅速上升,电流也随即增大直到等于最大给定值, 电动 机以最大电流恒流加速启动。电动机的最大电流(堵转电流)可以通过整定速度调节器 的输出限幅值来改变。在电动机转速上升到给定转速后,

16、 速度调节器输入端的偏差信 号减小到近于零,速度调节器和电流调节器退出饱和状态,闭环调节开始起作用。对负 载引起的转速波动,速度调节器输入端产生的偏差信号将随时通过速度调节器、电流调 节器来修正触发器的移相电压,使整流桥输出的直流电压相应变化,从而校正和补偿电 动机的转速偏差。另外电流调节器的小时间常数, 还能够对因电网波动引起的电动机 电枢电流的变化进行快速调节,可以在电动机转速还未来得及发生改变时,迅速使电流 恢复到原来值,从而使速度更好地稳定于某一转速下运行。 为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别 调节转速和电流，二者之间实行串级联接，如图一所示。 图一

17、 这就是说，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出 去控制晶闸管整流器的触发装置。从闭环结构上看，电流调节环在里面，叫做内环； 转速 调节环在外边，叫做外环。这样就形成了转速、电流双闭环调速系统。 为了获得良好的静、动态性能，双闭环调速系统的两个调节器一般都采用 pi 调节 器，其原理图示于图二。 图二 在图上标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，它们是按照触发装置 gt 的控 制电压 ur,为正电压的情况标出的，并考虑到运算放大器的倒相作用。图中还表示出， 两个调节器的输出都是带限幅的，转速调节器 asr 的输出限幅(饱和)电压是 u*im，它 决定了电流调节器给定电

18、压的最大值；电流调节器 acr 的输出限幅电压是 uctm，它限 制了晶闸管整流器输出电压的最大值。 第四章.晶闸管-电动机主电路的设计 1.1 主电路设计 晶闸管-电动机调速系统（v-m 系统）主电路原理图如图 3-1 所示： 图 3-1 v-m 系统主电路原理图 图中 vt 是晶闸管可控整流器，它由三相全控桥式整流电路组成，如图 3-2 所示： 图 3-2 三相全控桥式整流电路 通过调节触发装置 gt 的控制电压来移动脉冲的相位，即可改变平均整流电压 c u ，从而实现平滑调速。 d u 1.2 主电路参数计算 2 2.34cos d uu ，取vuu nd 7500o v vu u d

19、13.3560 . 1 9 . 034 . 2 750 2 . 11 9 . 0cos34 . 2 2 其中系数 0.9 为电网波动系数，系数 1-1.2 为考虑各种因素的安全系数，这里取 1.0。 电动势系数 r v n iru c n nan e min 9168 . 1 375 78004 . 0 750 额定励磁下的电动机的转矩系数 em cc 30 电磁时间常数 s h r l tl03 . 0 1 . 0 003 . 0 机电时间常数 s0843 . 0 30 9168 . 1 9168 . 1 375 1 . 0 4 . 11094 375 2 me m cc rgd t 2、转

20、速、电流调节器的设计 转速、电流双闭环调速系统的动态结构图如图 3-3 所示： 图 3-3 直流双闭环调速系统动态结构图 由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，需加低 通滤波。这样的滤波传递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数按需要选 oi t 定，以滤平电流检测信号为准。然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反 馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个等时间常数的惯 性环节，称作给定滤波环节。由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此 也需要滤波，滤波时间常数用表示，根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上 on t 也加入时间

21、常数为的给定滤波环节。 on t 系统设计的一般原则是：先内环后外环。在这里，首先设计电流调节器，然后把 整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。 2.1 电流调节器设计 1.电流环结构框图的化简 在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即e0。 这时，电流环如图 3-4 所示。 图 3-4 电流环的动态结构框图及其化简（忽略反电动势的动态影响） 忽略反电动势对电流环作用的近似条件是 1 3 c ml t t 式中 c-电流环开环频率特性的截止频率。 如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成 u*i(s) / ，则电流环便等

22、效成单位负反馈系统。 + - acr uc(s) ks/r (tss+1)(tl s+1) id(s) u*i(s) t0is+1 + - acr uc(s) ks/r (tss+1)(tl s+1) id(s) u*i(s) t0is+1 + - acr uc(s) ks/r (tss+1)(tl s+1) id(s) u*i(s) u*i(s) t0is+1 图 3-5 电流环的动态结构框图及其化简（等效成单位负反馈系统） 最后，由于 ts 和 toi 一般都比 tl 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一 个惯性环节，其时间常数为 ti = ts + toi 查表 1 得，三相桥式电路

23、的平均失控时间为，电流滤波时间常数.0.0017 s ts oi t 三相桥式电路的每个波头的时间是 3.3ms，为了基本滤平波头，应有（12） =3.33ms，因此取=0.002s oi t oi t 电流环小时间常数之和 ti = ts + toi=0.0037s。 简化的近似条件为 11 3 ci soi tt 电流环结构图最终简化成图 3-6。 ud0(s) + - ui(s) acr 1/r tl s+1 u*i(s) uc(s) ks tss+1 id(s) t0is+1 1 t0is+1 ud0(s) + - ui(s) acr 1/r tl s+1 u*i(s) uc(s) k

24、s tss+1 id(s) t0is+1 1 t0is+1 ud0(s) + - ui(s) acr 1/r tl s+1 u*i(s) uc(s) ks tss+1 id(s) t0is+1 t0is+1 1 t0is+1 1 t0is+1 + - acr uc(s) ks/r (tls+1)(tis+1) id(s) u*i(s) + - acr uc(s) ks/r (tls+1)(tis+1) id(s) u*i(s) 图2-23c + - acr uc(s) ks/r (tls+1)(tis+1) id(s) u*i(s) + - acr uc(s) ks/r (tls+1)(tis

25、+1) id(s) u*i(s) + - acr uc(s) ks/r (tls+1)(tis+1) id(s) u*i(s) u*i(s) + - acr uc(s) ks/r (tls+1)(tis+1) id(s) u*i(s) + - acr uc(s) ks/r (tls+1)(tis+1) id(s) u*i(s) u*i(s) 图2-23c 图 3-6 电流环的动态结构框图及其化简（小惯性环节的近似处理） 2.电流调节器结构的选择 根据设计要求：稳态无静差,超调量，可按典型 i 型系统设计电路调节器。5% i 电流环控制对象是双惯性型的，因此可用 pi 型电流调节器其传递函数为：

26、 (1) ( ) ii acr i ks ws s 式中 ki 电流调节器的比例系数； i 电流调节器的超前时间常数。 为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择 i=tl 则电流环的动态结构图便成为图 3-7 所示的典型形式，其中 is i i k k k r 1 0 l/db ci -20db/dec /s-1 -40db/dec ti 1 0 l/db ci -20db/dec /s-1 -40db/dec ti 0 l/db ci -20db/dec /s-1 -40db/dec ti -20db/dec /s-1 -40db/dec ti （a b) 图 3-7 校正成典型

27、 i 型系统的电流环 a) 动态结构图 b) 开环对数幅频特性 电枢回路电磁时间常数 tl=0.03s。 检查对电源电压的抗扰性能：，参照典型 i 型系统动态抗扰性11 . 8 0037 . 0 03 . 0 i l t t 能指标与参数的关系表 2，可知各项指标都是可以接受的。 3.电流调节器的参数 电流调节器超前时间常数：i=tl=0.03s。 电流环开环增益：要求时，按表 3 应取 =0.707，5% i 0.5 ii k t k i s(tis+1) id(s) + - u*i(s) k i s(tis+1) id(s) + - u*i(s) + - u*i(s) u*i(s) 因此s

28、 t k i i 1 .135 0037. 0 5 . 05 . 0 acr 的比例系数为5404 . 0 01 . 0 75 1 . 003 . 0 1 . 135 s ii i k rk k 4.检验近似条件 电流环截至频率： 1 1 . 135 skw ici 机电时间常数stm0843 . 0 1）晶闸管整流装置传递函数的近似条件 1 11 196.1 33 0.0017 ci s s ts 满足近似条件。 2）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件 ci lm w tt 65.59 0843 . 0 03 . 0 1 3 1 3 满足近似条件。 3）电流环小时间常数近似处理条件 ci

29、 moi ws tt 1 8 . 180 0017 . 0 002 . 0 1 3 11 3 1 满足近似条件。 5.计算调节器电阻和电容 含给定滤波与反馈滤波的 pi 型电流调节器如 图 3-8 所示： 其中为电流给定电压，为电流负反馈 * i u d i 电压，为电力电子变换器的控制电压。 c u 由图 3-8，按所用运算放大器取， 0 40rk 各电阻和电容值为 k，取 22k 6 . 21405404 . 0 oii rkr 图 3-8 pi 型电流调节器 ，f r c i i i 364 . 1 22000 03 . 0 ff r t c o oi oi 2 . 0 40 002 .

30、 0 44 按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为，满足设 0 0 0 0 53 . 4 i 计要求。 2.2 转速调节器参数选择 1.电流环的等效闭环传递函数 电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，为此，须求出它的闭环传递函数。 由图 3-7a 可知 2 11 1 11 1 i id cli* ii i iii ()( ) ( ) ( )/ () k s t sis ws kt us ss s t skk 忽略高次项，上式可降阶近似为 1 1 1 cli i ( )ws s k 近似条件可由式求出 11 3 c min(,) c ba 1 3 i cn i k t 式中 cn -

31、 转速环开环频率特性的截止频率。 接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为u*i(s)，因此电流环在转速环中应等 效为 1 1 1 dcli * i i ( )( ) ( ) isws us s k 2.转速调节器结构的选择 电流环的等效闭环传递函数为 1 1 1 dcli * i i ( )( ) ( ) isws us s k 用电流环的等效环节代电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如图 3-9 所 示。 n(s) + - un(s) asr cetms r u*n(s) id(s) t0ns+1 1 t0ns+1 u*n(s) 1 1 1 s ki + - idl(s) 图2-26

32、转速环的动态结构图及其简化 电流环 n(s) + - un(s) asr cetms r u*n(s) id(s) t0ns+1 1 t0ns+1 u*n(s) 1 1 1 s ki + - idl(s) n(s) + - + - un(s) asr cetms r u*n(s) id(s) t0ns+1 1 t0ns+1 u*n(s) 1 1 1 s ki + - idl(s) 图2-26 转速环的动态结构图及其简化 电流环 图 3-9 转速换的动态结构框图及其化简（用等效环节代替电流环） 和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改 成 u*n(s)/，再把时间常

33、数为 1/ki 和 t0n 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个 时间常数为的惯性环节。 其中电流环等效时间常数sst k i i 0074 . 0 0037 . 0 22 1 则转速环节小时间常数 0.0074+0.02=0.0274s on i n t k t 1 则转速环结构框图可简化为图 3-10 n(s) + - asr cetms r u*n(s) id(s) / tns+1 u*n(s) + - idl(s) n(s) + - + - asr cetms r u*n(s) u*n(s) id(s) / tns+1 u*n(s) + - idl(s) 图 3-10 转速换的动态结构

34、框图及其化简 （等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理） 按照设计要求，选用 pi 调节器，其传递函数为 1 nn asr n () ( ) ks ws s 式中 kn - 转速调节器的比例系数； n - 转速调节器的超前时间常数。 这样，调速系统的开环传递函数为 nnnn n 2 nemnnemn (1)(1) ( ) (1)(1) r kskrs w s sc t s tsc t s ts 令转速环开环增益为 n n nem kr k c t 则 2 1 1 nn n n () ( ) () ks ws s ts 不考虑负载绕动时，校正后的调速系统动态结构框图如图 3-11 n(s) +

35、- u*n(s) ) 1( ) 1( 2 sts sk n nn n(s) + - + - u*n(s) u*n(s) ) 1( ) 1( 2 sts sk n nn ) 1( ) 1( 2 sts sk n nn 图 3-11 转速换的动态结构框图及其化简 （校正后成为典型型系统） 3.计算转速调节器参数 按跟随和抗扰性能都较好的原则，取，则 asr 的超前时间常数为5h 50.0274=0.137s nn ht 转速开环增益159.84 2 2222 0274 . 0 52 6 2 1 s th h k n n asr 的比例系数 057.11 0274 . 0 1 . 0032 . 0

36、52 0843 . 0 9168 . 1 01 . 0 6 2 1 n me n rth tch k 4.检验近似条件 转速环截止频率 1 1 90.2184.159137 . 0 sk w k w nn n cn 1）电流环传递函数简化条件为 cn i i ws t k 1 7 . 63 0037 . 0 1 . 135 3 1 3 1 满足简化条件。 2）转速环小时间常数近似处理条件为 cn on i w t k 4 . 27 02 . 0 1 . 135 3 1 3 1 满足简化条件。 5.计算调节器电阻和电容 含给定滤波与反馈滤波的 pi 型转速调节器如 图 3-12 所示： 其中为转

37、速给定电压，为转速负反馈电压，：调节器的输出是电流调节 * n un * i u 器的给定电压。 取，则 0 40rk k，取 443 k28.44240057.11 onn rkr ，ff r c n n n 31 . 0 443000 137 . 0 ，取 2f。 f r t c o on on 2 4 6.校核转速超调量 查表，当时，不能满足设计要求。应按 asr 退饱和的情况重5h 37.6% n 新计算超调量。 7.按 asr 退饱和重新计算超调量 过载倍数 =1.5，理想空载转速时，z=0 查表得，h=5 时，cmax/cb=81.2%，则 图 3-12 pi 型转速调节器 0 0

38、 maxmax 59. 82 m nn b b b n t t n n z c c n n c c 能满足设计要求。 0 0 10 n 3、启动过程 双闭环直流自动调速系统的启动过程可分为以下 3 个阶段。 (1) 电流上升阶段。开始启动时, n=0, ufn=0, usi=ug, 故 st 的输入值很高, 使 st 的输出 us 迅速达到饱合限幅值- usm, 在此后的启动升速过程中, 只要 usi( 即 nn1)ug/n, 则 st 就将保持该饱和值而不能起调节作用。lt 的输入偏差 电压 uic=- us+uif, 由于此时- us=- usm, 而 uif=id, 故 uci=- us

39、m+id0, lt 的积分作用将使 uc 快速上升, 电流 id 以最快速度上升, 电动机获得较大的启动转 矩, 加快了电动机的启动。直到 ufi=id=usm( 即 uic=0) 时, uc 不再增加, ud 也 不再增加, 电动机电流 id 达到所允许的最大电流 idm。 (2) 电流保持恒值, 电动机恒加速阶段。此阶段从 id 刚上升到 idm 开始, 到 n 达到其期望值 n1 为止。在此阶段中, 由于 nn1 的转速超调现象。但在 nn1 后, 由于 unfug, 故 usiidm。此时, 由于转速的迅速下降, 使 usi0, 故 st 迅速饱和, 而不再起转速调节作用, st 的输

40、出为饱和限幅值- usm; 同时, 由于 ididm, 使 uci=- usm+id0, 故 lt 的 输出 uc 迅速下降, ud 和 id 随之迅速下降, 转速急剧下降, 但 lt 的调节作用将使 id 维持 idm 不变, 直到堵转为止。因此, 双闭环调速系统的堵转电流 id 与转折电 流 ib 相差很小, 这样便获得了比较理想的“挖土机特性” 。 5、双闭环调速系统的特点 双闭环直流调速系统的起动过程具有以下三个特点： 1、饱和非线性控制。随着 asr 的饱和与不饱和，整个系统处于完全不同的两种状 态，在不同情况下表现为不同结构的线性系统，不能简单地用线性控制理论来分析整个 起动过程，

41、也不能简单地用线性控制理论来笼统的设计这样的控制系统，智能采用分段 线性化地方法来分析。 2、转速超调。党转速调节器 asr 采用 pi 调节器时，转速必然有超调。转速略有超 调一般是允许的，对于完全不允许超调的情况，应采用别的控制措施来抑制超调。 3、准时间最优控制。在设备物理上的允许条件下实现最短时间的控制称作“时间最 优控制” ，对于调速系统，在电动机允许过载能力限制下的恒流起动，就是时间最优控 制。但由于在起动过程 1,2 两个阶段中电流不能突变，所以实际起动过程与理想起动过 程相比还有一些差距，不过这两段时间只占全部起动时间中很小的成分。这是一种很有 实用价值的控制策略，在各种多环控

42、制系统中普遍地得到应用。 双闭环调速系统的特点, 一是系统的调速性能好；二是能获得较理想的“挖土机特 性” ；三是有较好的动态特性, 过渡过程短, 启动时间短,稳定性好； 四是抗干扰能力 强； 五是两个调节器分别设计和整定, 调试方便。 第五章.双闭环直流调速系统仿真 双闭环调速系统的动态结构图图 4-1，增加了滤波环节，包括电流滤波、转速滤 波和两个给定信号的滤波环节。 图 4-1 双闭环直流调速系统结构图 1空载起动空载起动 双闭环直流调速系统突加给定电压由静止状态起动时，转速和电流的动态过程 * n u 示于图 4-2。由于在起动过程中转速调节器 asr 经历了不饱和、饱和、退饱和三种情

43、况， 整个动态过程就分成图中标明的 i、ii、iii 三个阶段。 第第 i i 阶段（阶段（）是电流上升阶段）是电流上升阶段。突加给定电压后，、都上升， 1 0t * n u c u 0d u d i 在没有达到负载电流以前，电机还不能转动。当后，电机开始起动，由 d i dl i dld ii 于机电惯性的作用，转速不会很快增长，因而转速调节器 asr 的输入偏差电压 的数值仍较大，其输出电压保持限幅值，强迫电流迅速上升。直 nnn uuu * im u d i 到，电流调节器很快就压制了的增长，标志着这一阶段的结束。 dmd ii * imi uu d i 在这一阶段中，asr 很快进入并

44、保持饱和状态，而 acr 不饱和。 第第 iiii 阶段（阶段（）是恒流升速阶段）是恒流升速阶段，asr 饱和，转速环相当于开环，在恒值电 21 tt 流给定下的电流调节系统，基本上保持电流恒定，因而系统的加速度恒定，转 * im u d i 速呈线性增长。与此同时，电机的反电动势 e 也按线性增长，对电流调节系统来说，e 是一个线性渐增的扰动量，为了克服它的扰动，和也必须基本上按线性增长， 0d u c u 才能保持恒定。当 acr 采用 pi 调节器时，要使其输出量按线性增长，其输入偏差电 d i 压必须维持一定的恒值，也就是说，应略低于。 iimi uuu * d i dm i 第第阶段

45、（阶段（以后）是转速调节阶段以后）是转速调节阶段。当转速上升到给定值时，转速调节 2 t 0 * nn 器 asr 的输入偏差减小到零，输出维持在限幅值，电机仍在加速，使转速超调。转 * im u 速超调后，asr 输入偏差电压变负，开始退出饱和状态，和很快下降。但是，只 * i u d i 要仍大于负载电流，转速就继续上升。直到=时，转矩，则 d i dl i d i dl i le tt dn/dt=0，转速 n 才到达峰值（时） 。此后，电动机开始在负载的阻力下减速，与 3 tt 此相应，在时间内，直到稳定。如果调节器参数整定得不够好，也会 43 tt d i dl i 有一段振荡过程。

46、在这最后的转速调节阶段内，asr 和 acr 都不饱和，asr 起主导的转 速调节作用，而 acr 则力图使尽快地跟随其给定值。 d i * i u 图 4-2 空载起动特性 2突加负载突加负载 图 4-3 突加负载启动 3突减负载突减负载 图 4-4 突然减载 第六章带转速、电流负反馈的双闭环直流调速装置调试 步骤 1调试前的检查。根据电气图纸，检查主电路各部件及控制电路各部件间的连线 是否正确，标号是否符合图纸要求，连接点是否牢固，焊接点是否有虚焊，连接导线 规格是否符合要求，接插件的接触是否良好等。 2继电控制电路的通电调试。取下各插接板，然后通电，检查继电器的工作状态 和控制顺序等，用

47、万用表查验电源是否通过变压器和控制触头送到了整流电路的输入 端。 3系统开环调试（带电阻性负载） （1）控制电源测试：插上电源板，用万用表校验送至其所供各处电源电压是否到 位，电压值是否符合要求。 （2）触发脉冲检测：插入触发板，调节斜率值，使其为 6.3v 左右。调节初相位 角，调节电位器 wp（up 的值） ，使得给定电压（ug）值最大时，输出电压 u=300v； d 给定电压（ug）值为 0v 时，输出电压 u=0v。 d （3）调节板的测试：插上调节板，将调节板处于开环位置。 asr、acr 输出限幅值的调整。限幅值的依据，分别取决于 u =f（u）和 d k u =i 。 是反馈系数

48、，由 w 整定，i 为主电路电流。 fi d7d acr 输出限幅值。正限幅：给定电压（ug）最大，调电位器 w ，使输出电压 3 u =270v，取裕量 50v。负限值：给定电压（ug）最小，调电位器 w ，使 u=1v。 d 4k asr 的限幅值。由 asr 的可能输出最大值与电流反馈环节特性 u =i 的最大 fi d 值来权衡选取，应取两者中的较小值，本系统取4.0v。 给电位器 w 一个翻转电压。其值也由系统负载决定，一般取 6v，本系统取 6 5.0v。 反馈电压（ufn）极性的测定 从零逐渐增加给定电压（ug） ，输出电压 u 应从 0v300v 变化，将输出电压 u d 调节

49、到额定电压 220v，用万用表电压档测量电位器 w 的中间点（对参考点）的电压， d7 看其极性是否为正，如为正值则极性正确，将其调为最大。 断开电源，将电机励磁，电枢接好，测速发电机接好，接通电源，接通主电路， 给定回路，缓慢调节给定电位器，增加给定电压，电机从零速逐渐上升，调到某一转 速，用万用表电压档测量电位器 w的中间点，看其值是否为负极性，将电压值调为 fun 最大。 4系统闭环调试（带电机负载） （1）确认速度反馈电位器 w的位置（此位置时，速度反馈电压值为最大） 。将 fun 调节板 k 跳线置于闭环位置。 1 （2）调整速度环 asr。接通系统电源，缓慢增加给定电压（ug） ，

50、由于设计原因， 电机转速不会达到额定值。此时，调节速度反馈电位器 w，减小转速反馈系数，使 fun 系统达到电机额定转速。 （此时 u=220v 即可） 。速度环 asr 即调好。 d （3）调整电流环 acr。去掉电机励磁，使电机堵转（电机加励磁时，转矩很大， 不容易堵住） 。缓慢调节 w 电位器，使电枢电流为电机额定电流的 1.52 倍，本系统 7 设定为 i =2i=2*6.5=13a。电流环即调好。若 i 已达规定的最大值，还不能被稳住， dedd 说明电流负反馈没起作用，这表明电流反馈信号 u 偏小或 asr 输出限幅值 u定得太 figi 高；还有一种原因可能是由于 acr 给定回路及反馈回路的输入电阻有差值。出现上述 现象后，必须停止调试，重新检查电流反馈环节的工作是否正常，asr 的限幅值是否合 理，重新调整电流反馈环节的反馈系数，使 u 增加，然后再进行调试。 fi （4）过电流的整定。电机堵转，将电位器 w 调为反馈最弱（逆时针旋到头） 。调 5 节电位器 w 使电枢电流为额定电流的 22.5 倍，本系统取 2.5*6.5=16.5a，调节电位 7 器 w 使系统保护，u =0v，延时后主电路断开，故障灯亮。 5d （5）重复（3）的工作，将系统调为正常值（i =13a） d 附录： 1调节板原理及使用说明(双闭环系统) 该调节板主要作用是使速度及电流