用于高功率微波测量的圆极化微带阵列天线

1、用于高功率微波测量的圆极化微带阵列天线Circularly polarized microstrip array antenna applied tohigh power microwave measurementCHEN Peng1， 2， NING Hui2， JING Hong2 ， NIE Xin1 ， 2， MAO Congguang1， 2(1. State Key Laboratory of Intense Pulsed Radiation Simulation and Effect ， Xian 710024， China ；2. Northwest Institute of

2、Nuclear Technology ， Xi an 710024， China )：The polarization matching of measurement antenna has great impact on measurement accuracy while measuring the radiation field of high power microwave( HPM) . Acircularly polarized microstrip array antenna is introduced to improve the measurement accuracy. T

3、aking power divider as feed network， the axial ratio of betterthan 1 dB is acquired.Compared with circularly?polarizedmicrostrip antenna with non?array ， this method makes the axial ratio reduce by about 1 dB. When the array antenna is used to measure far field radiation of the linear polarized micr

4、owave ， the influence of polarizationmismatching on the measuring results is reduced from 13% to 3.6% approximately.Keywords： radiation field measurement； circularpolarization ； array antenna ； high power microwave0 引 言HPM畐射场测量是研究高功率微波辐射特性的重要手段和获 得高功率微波辐射功率密度的主要途径。 国内外常采用线极化的 开口波导 1?2 或标准增益喇叭天线作为测量天

5、线。在实际测量 时，需要将开口波导或标准增益喇叭天线的极化方向与电磁场极 化方向对准，否则将导致极化失配，降低测量精度。采用线极化测量天线进行 EMI 测量时，由于干扰信号极化方 向未知， 需在每个测量位置改变测量天线的极化方向， 以保证测 量结果的准确性 3 。圆极化天线能够接收任意极化方向的线极 化电磁波，可以在一定程度上减少由极化失配引起的测量误差， 且不需事先确定待测信号的极化方向， 因此曾有人提出采用圆极 化对数周期阵子天线测量电磁干扰的方法 4 。圆极化天线在HPM畐射场测量中的应用较少，本文利用微带 天线易于组阵的特点，根据特定的方法组成微带圆极化天线阵 列，减小了轴比，提高了圆

6、极化纯度，为 HPM畐射场测量提供了 一种新的测量方式。1 圆极化微带天线设计与研制1.1 矩形圆极化微带天线矩形微带天线的设计尺寸 5 如式（ 1），式（ 2）所示：W=c2fr 叶12-12（1）L=c2fr e-2 I （2）式中：W为矩形宽度；L为矩形长度；fr为谐振频率； c 为光速； r 为微带介质板相对介电常数； I 为边缘效 应引起的等效长度变化； e 为等效介电常数。在矩形微带天线对角线附近， 利用同轴线馈电可以激励起方 向垂直，相位差为 90的两个线极化波，从而实现天线的圆极 化设计。 利用计算软件对馈电点位置和贴片尺寸进行优化， 并根 据圆极化微带天线的工作频段， 得到矩

7、形微带天线的实际尺寸和 馈电点位置。 根据计算得到的天线参数， 经加工得到圆极化矩形 微带天线的实物图如图 1 所示。对该天线轴比进行测量，得到天线的轴比约 2 dB 。用于测 量时，2 dB 的轴比引入的测量误差较大，因此必须考虑进一步 减小轴比，提高测量精度。1.2 圆极化微带阵列天线设计原理假设某 n 元旋转阵列由 n 个圆极化天线单元组成， 各天线 单元距天线阵中心距离相等。天线阵组成形式如图 2所示。其中 ?pm 为天线单元的旋转角度。天线单元的远场辐射场 强可表示为：Em（ x ，y） =am（ x，y） xm+jbm（ x，y） ym （ 3）若amz bm 天线为椭圆极化。则天

8、线阵的远场辐射场强可表示为：Etotal (x，y)=m=1ME(mx，y)=m=1Ma(mx，y)xm+jbm (x，y)ym=m=1Ma(1x，y)jb1 (x，y)cos(n?pm)sin (n?pm) -sin (n?pm) cos (n?pm xlyl x exp (j?em-j 书 m)(4)式中：?pm为天线单元旋转角度；?em为天线单元的馈电 相位；书m为第m个天线单元的相位延迟，且书m=( m-1) kOdmsin 0 m p为某一正整数；n为天线单元工作模式的个 数。将矩形圆极化微带天线按一定旋转角度组合在一起， 并馈入 不同相位的信号，当天线的旋转角度及馈电相位 6 满足

9、式( 3) 时，天线阵的轴比远远小于其组成单元的轴比。?em= (m-1) p n M, ?pm= (m-1) p n nM, K m M ( 5)在天线阵主轴方向，将式( 5)代入式( 4)得到：Etotal=m=1Ma1 (0, 0) cos (m-1) p n M-jb1 (0, 0) sin (m-1) p n M?cos (m-1) p n M+jsin (m-1) p n M?x1+a1 (0, 0) sin (m-1) pn M+jb1 (0, 0) cos (m-1) p n M?cos(m-1) p n M+jsin(m-1) p n M?y1 (6)令a =-p n M B

10、 =pn M 并根据三角公式：m=1Msin ( a +mB ) =sinM B 2sin B 2sin a +12 (M+1B m=1Mco(s a +mB ) =sinMB 2sin B 2cosa +12(M+1)B (7)得到：Etotal=M2?a1 (0，0) +b1(0，0) ?(x1+jy1 ) +12a1(0， 0) -b1 (0, 0) ?(x1-jy1 ) ?sin (p n ) sinp n M?expjM-1Mpn (8)式（ 8）即为满足式（ 5）中旋转角度及馈电相位关系的圆极 化微带天线阵主轴方向远场辐射场表达式。 其中总电场分为两部 分：第一部分是纯圆极化场，第

11、二部分是交叉极化场，而第二部 分可以通过使a=b或者适当选择p与M消除。由于设计纯圆 极化（a=b）的天线单元较难，因此通过适当选择 p与M消 除交叉极化， 从而获得轴比较小的圆极化天线阵。 本文中圆极化 天线阵选择的参数为 p=2， M=4， 阵列形式如图 3 所示。利用计算软件对天线阵进行数值模拟并优化设计尺寸， 根据 设计尺寸加工了圆极化微带天线阵列，如图 4 所示。1.3 圆极化微带阵列天线馈电电路由设计原理可知， 天线阵的馈入信号应幅度相等、 相位差为 90，采用一分四路功分器产生满足要求的输入信号， 通过同轴 电缆分别馈入天线阵的 4个阵元，功分器如图 5 所示。2 实验结果与分析圆极化天线的轴比测试实验布局如图 6 所示。 实验中， 开口 波导作为发射天线， 圆极化微带天线作为接收天线。 为减少地面 反射，开口波导一侧铺设吸波材料。 发射天线与接收天线连接矢 量网络分析仪，在设计频段中选择矢量网络分析仪的扫描频点， 设置扫描时间为 120 s 。扫描过程中开口波导随步进电机连续旋 转，扫描完成后矢量网络分析仪的 S21 参数变化幅度即为圆极 化接收天线的轴比。从图 7可以看出，圆极化微带阵列天线的实测轴比小于