微波实验报告(20201003123833)

1、实验题目:电磁场与微波实验仿真部分班 姓 学 日级：名：号：期：_5址才卑電丸舉微波仿真实验报告目 录实验一微带分支线匹配器1.一、实验目的1二、实验原理11支节匹配器12. 微带线1三、实验内容2四、实验步骤2五、仿真过程21、单支节匹配 22、双支节匹配 53 思考题9五、结论与思考 10实验二微带多节阻抗变换器1.2一、实验目的12二、实验原理12三、实验内容13四、实验步骤13五、实验过程141、纯电阻负载14五、结论与思考 24实验三微带功分器26一、实验目的26二、实验原理261、散射矩阵262、功分器27三、实验内容28四、实验步骤28五、实验过程281、计算功分器参数282、确

2、定微带线尺寸293、绘制原理图294、仿真输出30五、结论与思考 34附录：心得体会35III微波仿真实验报告实验一微带分支线匹配器一、实验目的1. 熟悉支节匹配器的匹配原理；2. 了解微带线的基本概念和元件模型；3. 掌握Smith图解法设计微带线匹配网络。二、实验原理1支节匹配器随着工作频率的提高及响应波长的减小，分立元件的寄生参数效应就变得更加明显，当波长变得明 显小于典型的电路元件长度时，分布参数元件替代分立元件而得到广泛应用。因此，在频率高达一 定数值以上时，在负载和传输线之间并联或串联分支短截线，代替分立的电抗元件，实现阻抗匹配 网络。常用的匹配电路有：支节匹配器，四分之一波长阻抗

3、变换器，指数线匹配器等。支节匹配器分单支节、双支节和三支节匹配。这类匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或串联 适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的，此电纳（或） 电抗元件常用一终端短路或开路段构成。单支节匹配的基本思想是选择支节到阻抗的距离d，使其在距负载 d处向主线看去的导纳Yo jB形式。然后，此短截线的电纳选择为jB，根据该电纳值确定分支短截线的长度，这样就达到匹配条件。双支节匹配器，通过增加一支节，改进了单支节匹配器需要调节支节位置的不足，只需调节两个分 支线的长度就能达到匹配。双支节匹配存在匹配禁区。2. 微带线从微波制造的观点看，这种调谐电路是

4、方便的，因为不需要集总元件，而且并联调谐短截线特别容 易制成微带线或带状线形式。微带线由于其结构小巧，可用印刷的方法做成平面电路，易于与其它 无源和有源微波器件集成等特点，被广泛应用于实际微波电路中。我们仿真软件中有专门计算微带线特性阻抗的程序, 里。在主窗口顶部的 Window下拉菜单的TXLINE三、实验内容已知：输入阻抗 Zin 75负载阻抗Zl (64j35)特性阻抗Z075介质基片r 2.55， H 1mm,导体厚度T远小于介质基片厚度 H。假定负载在2GHz时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设双支节网络分支线与负载的距离 一，两分支线之间的距离为 d2 。画

5、出几种可能的电路图并且比较输入端48反射系数幅值从1.8GHz至2.2GHz的变化。四、实验步骤1.建立新项目，确定项目中心频率为2GHz，步骤同实验一的1- 3步。2将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置分别标在Y- Smith导纳图上，步骤类似实验一的4- 6步。3. 设计单支节匹配网络，在圆图上确定分支线与负载的距离d以及分支线的长度I所对应的电长度，根据给定的介质基片、特性阻抗和频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。注意在圆图上标出的电角度 360对应二分之一波长，即X?2。4. 在设计环境中将微带线放置在原理图中。将微带线的衬底材料放在原理图中，选择MSUB并将其拖放在原理图中，双

6、击该元件打开ELEMENT OPTIONS 对话框，将介质的相对介电常数、介质厚度H、导体厚度依次输入。注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。5. 负载阻抗选电阻与电感的串联形式，连接各元件端口。添加PORT, GND，完成原理图，并且 将项目频率改为扫频 1.8- 2.2GHz。6. 在PROJ下添加图，添加测量，进行分析。7. 设计双支节匹配网络，重新建立一个新的原理图，在圆图上确定分支线的长度l1、l2，重复上面 步骤35。五、仿真过程1、单支节匹配在Output Equation中绘制Smith圆图，代码如下:第3页-5处玄卑當丸皐微波仿真实验报告ZL=64+j*35

7、Z0=75 zl=ZL/Z0zl: (0.8533,0.4667)zl=0.8533+j*0.4667T=(zl-1)/(zl+1) b=stepped(0,2* PI,0.001)R=T*exp(j*b)-R2=exp(j*b)Rp=0.5*exp(j*b)-0.5图1.2 Output Equation中方程截图其中zl表示归一化后的负载阻抗。 b = stepped(0,2 ?_PI,0.001)定义相角变量 b从0变化到2n,步 长为0.001弧度。R= T ?exp(j ?b)表示模值为 T,相角为b的变量，对应等反射系数圆。T =(zl - 1)?(zl + 1)表示反射系数。 R

8、p= 0.5 ? exp(j ?b) - 0.5 表示 T=1 的匹配圆。R2 = exp(j ?b)表 示纯电纳圆(单位圆)。绘制的圆图如图1.3所示。标记出了归一化的负载阻抗zl。绘出了负载等反射系数圆R,纯电纳等反射系数圆R2和匹配圆Rp。图1.3单支节匹配器仿真结果匹配按如下步骤进行：首先从负载处(标号1)沿等反射系数圆移动到与匹配圆交点处(标号2825),可知移动了 ？ = 93.32 + 104.9 = 198.22。(注意到圆图上360对应半波长，故计算采用的角度为99.11)，对应的电尺寸可以使用TXLINE 计算器得到，为 L=28.807mm，W=1.4373mm 。图1.

9、4串联微带线参数计算其次从标号2825点处，得到单支节传输线阻抗 -j0.52966，在R2圆上作出该点（标号为 975.2）,其 角度为55. 82从短路点向源方向顺时针旋转到该点，可知移动了124.18 同理使用TXLINE计算器可得到支节的电尺寸，为 L=18.047mm，W=1.4373mm。图1.5并联微带线参数计算由以上的分析与计算，可绘制电路图，如图1.6所示。参数为微微调谐后的值，从图中可以看出调谐后的值与原始精确计算值相比基本一致。第5页5女宦写雹犬曹微波仿真实验报告第7页PORTP=1Z=75 OhmMLINID=TL3W= 1.437 mmL=20 mmMTEE$ID=

10、TL4MLINID=TL1W=1.437 mmL=28.81 mmLOADID=Z1Z=64+j*35 OhmMLSCID=TL5W=1.437 mmL= 18.05 mmMSUBEr=2.55H= 1 mmT=0.001 mmRho= 1Tand= 0ErNom= 2.55Name= SUB1图1.6单支节匹配器电路图输入端的反射系数如图1.7所示。-15Graph 2-20-25-30-351.82、双支节匹配-DB(|S1,1|) * Schematic 12.0003 GHz-31.49 dB1.9丄2Freque ncy (GHz)图1.7输入端反射系数仿真图双支节匹配时在 Outp

11、ut Equation中增量添加如下代码。2.12.25址宦卑當犬曹微波仿真实验报告第11页ZL=64+j*35Z0=75 zl=ZL/ZOzl: (0.8533,0.4667)zl=0.8533+j*0.4667T=(zl-1)/(zl+1) T2=T*exp(j*_PI) b=stepped(0,2*_PI,0.001)ZS=(T2-1)/(T2+1) a=abs(real(ZS)R5=1/(1+a)*exp(j*b)-(a)/(a+1)F3=0.7338*exp(j*b)R3=0.9021*exp(j*b)R2=exp(j*b)Rp=0.5*exp(j*b)-0.5R=T*exp(j*b

12、)Rt=0.5*exp(j*b)-0.5*j图1.8 Output Equation中添加代码如图1.9所示为双支节匹配 Smith圆图。首先画出负载所对应的等反射系数圆，ZS是负载阻抗zl沿着传输线移动/4即180。以后得到的点（设为A点）。其中Rt是旋转后的匹配圆，R5是ZS点所在的等电导圆，沿着该圆顺时针旋转到Rt圆的交点（设为 B点），作出该交点的等反射系数圆F3，交匹配圆Rp （设为C点）。A点到B点导纳值相减即为第一支节的阻抗值，为1.522199, B点到C点导纳值之差即为第二支节的阻抗值，为2.1634。在纯电纳等反射系数圆（即最大的圆 R2） 上作出两个支节的阻抗值，从短路

13、点顺时针移动到此两点，读出移动的角度分别为293.4和310.4 o图1.5双支节匹配器仿真结果根据以上分析和作图，由TXLINE 计算器可得到电尺寸数值，第一支节L=26.16mm，第二支节L=13.08mm ,第一段传输线（从负载到第一支节）L=42.64mm，第二段传输线（从第一支节到第二支节）L=45.11mm，各段传输线均有宽度W=1.4373mm 。图TXLINE阻值计算结果作出电路图如图1.6所示。参数为调谐后的值。MSUBEr=2.55H= 1 mmT= 0.001 mmRho= 1Tand= 0ErNom= 2.55Name= SUB1PORTP=1MLINID= TL3W=

14、 1.437 mmZ= 75 OhmL=2 0 mmMTEE$ID= TL4MLINID= TL1W= 1.437 mmL= 1 3.08 mmMTEE$ID= T L6MLINID= TL2W= 1.437 mmL= 26.16 mmLOADID= Z1Z= 64+j*35 Ohm图1.6双支节匹配器电路图输入端的反射系数如图1.7所示。调谐前后的反射系数如图1.10所示，粉红色为调谐后的反射系数，蓝色为调谐前反射系数。Graph 2-40-50*-Q.匕些二DB(|S1,1|) *Schematic 1DB(|S1,1|)Schematic 2 jX-10-20-301.981 GHz-3

15、8.27 dB1.9998 GHz-41.28 dB-601.81.92Freque ncy (GHz)2.12.2图1.7输入端反射系数仿真图调谐一般不调节微带线的宽度，只调整微带线的长度，调整范围为正负10%。在Graph中，点菜单栏的 Tune图标，会出现上图 Variable Tuner的方框，在里面移动调谐变量的 箭头，观察图的变化，选择最佳的值，使输入端口的反射系数幅值在中心频率2GHz处最低。调谐前后参数变化见下表：表1.1调谐前后参数值比较参数变化第一支节长度L1第二支节长度 L2调谐前(mm)42. 6445.11-S址才先绻人牛微波仿真实验报告调谐后(mm)4244.55可

16、见参数变化均在理论值的正负10%范围内。调谐前反射系数幅值出现在1.981GHz处，调谐后L1、L2均减小，反射系数幅值移动到2GHz，幅度变化很小。第13页3思考题如果不考虑微带线不均匀性模型如T型接头、阻抗跳变器等，仿真的结果有何变化？分析变化的原因。答：除去 T型接头后，双支节匹配的电路图如下图所示:MSUBEr=2.55H= 1 mmT= 0.001 mmRho= 1Tand= 0ErNom= 2.55MLINPORTID= TL3P=1W= 1.437 mmZ= 75 OhmL=2 0 mmName= SUB1MLINMLINID= TL1ID= TL2LOADW= 1.437 mm

17、W= 1.437 mmID= Z1L= 1 3.08 mmL= 26.16 mmZ= 64+j*35 OhmH仿真的反射系数如下图1.12所示：(棕色为不考虑不均匀模型时的仿真，粉红色和棕色表示考虑不 均匀模型调谐前后的仿真)0 -10 -20 -30 -40 -501.81.92 2.1 2.2Freque ncy (GHz)清楚看到，在本实验中，不考虑微带线不均匀模型时，反射系数赋值在各频率都比考虑这种不均匀 性时小（类似于曲线上移），频率中心向上漂移。在软件中，终端开路微带线 MLEF、宽度阶梯变换 MSTEP、T型接头 MTEE和折弯MBENDA， 是针对微带线的不均匀性而专门设计的。

18、由于一般的微带电路元件都包含着一些不均匀性；在微带 变阻器的不同特性阻抗微带段的连接处存在微带线宽度的尺寸跳变；为使结构紧凑而适应走线方向 的要求，时常需要使微带压弯。由此，不均匀性在微带电路中是必不可少的。由于微带电路是分布 参数电路，其尺寸已可与工作波长相比拟，因此其不均匀性必然会对电路产生影响。从等效电路来 看，它相当于并联或串联一些电抗元件，或是使参考面发生一些变化。在设计微带电路（特别是精 确设计）时，必须考虑到不均匀性所带来的影响，将其等效参量计入电路参量中，否则将引起较大误。五、结论与思考在微波电路的实际应用中，匹配是一个基础而重要的问题。 阻抗匹配通常是为了获得最大传输功率,改

19、善系统的信噪比，在功分网络中降低振幅相位误差。阻抗匹配的基本思想是将阻抗匹配网络放在负载和传输线之间。通常设计成向加入匹配网络后的网络看去阻抗是Z。虽然在匹配网络和负载之间有多次反射，但是在匹配网络左侧传输线上的反射波被消除了，此时可以看做是整个网络都得到了匹配。5址才卑電丸舉微波仿真实验报告阻抗匹配有多种方式，本实验采用的是入/4长度传输线匹配，重点仿真了单支节和双支节匹配。仿真的主要方法是利用 Smith圆图，依据串并联阻抗特性，旋转圆图，达到匹配，读取结果计算得到 电路尺寸，然后绘制出电路图，经过略微的调谐得到匹配网络的参数。实验中的难点在于标记阻抗 值、绘制圆图中的等反射系数圆和导纳圆

20、。阻抗值的标记需要进行变换，转换为反射系数之后才能 在圆图上进行显示，否则无法在导纳圆图中正确显示。反射系数圆的绘制采用定半径，然后360旋转描点的方法。导纳圆的绘制需要结合使用旋转描点（单支节匹配时使用） 和圆方程绘图的方法（双支节匹配时使用，据此确定半径与圆心位置）。余下的工作就是在圆图上旋转找交点读数得结果。由于这是第一个实验，对AWR软件还不够熟悉，加上对微波仿真没有多少概念，实验中遇到了不少阻碍。幸而有老师的指导、同学的帮助、文献资源的参考，得以顺利完成。此次实验为微波仿真 入门奠定了很好的基础。而且开始时主要卡在了如果绘制特定要求的圆上面，老师上课时进行了详细的讲解，但是后来给忘

21、记了，于是各方面查阅资料，询问老师最终得到了正确的结论。而且实验使用的AWR软件默认的导纳圆图与课本上讲述的圆图是对称的关系，开始时一直搞错开路点和短路点，后来经过又一次对 于课本知识的研读，终于纠正了之前的错误，正确画出了圆图。第#页微波实验报告一一任青妹实验二微带多节阻抗变换器一、实验目的1. 掌握微带多节阻抗变阻器的工作原理；2. 掌握微带多节阻抗变阻器的设计和仿真；3. 了解微带多节阻抗变换器工作带宽与反射系数的关系。二、实验原理变阻器是一种阻抗变换元件，它可以接于不同数值的电源内阻和负载电阻之间，将两者起一相互变换作用获得匹配， 以保证最大功率的传输； 此外，在微带电路中，将两不同特

22、性阻抗 的微带线连接在一起是为了避免线间反射，也应在两者之间加变阻器。单节/4变阻器是一种简单而有用的电路，其缺点是频带太窄。为了获得较宽的频带，可以采用多节阻抗变换器。 采用综合设计法进行最佳多节变阻器设计，目前较多使用的有最大平坦度切比雪夫多项式。等波纹特性多节变阻器比最平坦特性多节变阻器具有更快宽的工作 频带。在微带线形式中，当频率不太高而色散效应可忽略时，各位带线的特性阻抗和相速均与频率无关，因此属于均匀多节变阻器。如图2.1为多节变阻器示意图。图2.1多节变阻器41通常使多节变阻器具有对称结构，设置Zn单调递增或单调递减，所有n符号相同，则(2.1)Zn 1Zn 1其中n 0,1,卅

23、,N，且令Zn i Zl。令fl和f2分别为频带的上下边界，fo为中心频率，D为相对带宽，则有如下定义(2.2)(2.3)取每段变阻器的长度为传输线波长的四分之一，即I /4。三、实验内容(1) 已知：负载阻抗为纯电阻ZL = 150 Q,中心频率f0=3GHz ,主传输线特性阻抗Zo = 50 Q, 介质基片年=4.6，厚度H=1mm，最大反射系数模 r应不超过0.1，设计1、2、3节 二项式变阻器，在给定的反射系数条件下比较它们的工作带宽，要求用微带线形式实现。(2) 已知负载阻抗为复数：Zl = 85 - j ? 45 Q,中心频率f0=3GHz ,主传输线特性阻抗Z。=50Q，在电压驻

24、波波腹或波节点处利用单节四分之一波长阻抗变换器，设计微带变阻器，微带线介质同上。(3) 对于要求(1 )中的内容，采用 3阶切比雪夫变阻器重新设计上述阻抗变换器。四、实验步骤1) 对于纯电阻负载，根据已知条件，利用书中式(1.4.1 )、(1418)、(1.4.19)确定单节和多节传输线的特性阻抗，禾U用式(1.4.9 )、( 1.4.21 )确定单节和多节变阻器的相对带宽。2) 根据各传输线的特性阻抗，利用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度。每段变阻器的长度为四分之一波长(在中心频率)，即1= ?4 , ?go为对应频率f0处微带线的等效波长。3) 对于复数阻抗 ZL,根据负载阻抗 ZL

25、、特性阻抗 Z0 ,计算归一化负载阻抗和反射系数，将负载反射系数标注在Smith圆图上，从负载点沿等驻波系数圆向源方向旋转，与Smith圆图左实半轴交点，即电压驻波波节处，旋转过的电长度为Lm，利用式(1.4.11)计算变阻器的特性阻抗；沿源方向旋转与Smith圆图右实半轴交点，即电压驻波波腹处，旋转过的电长度为Ln，利用式(1.4.12)计算变换器的特性阻抗。4) 根据传输线的特性阻抗，利用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度，以及对应电 长度为Lm、Ln的微带线长度。5) 在Microwave Office 下完成单节变阻器、二项式多节变阻器原理图，要考虑微带线的 不均匀性，选择适当的模

26、型，如微带线阻抗跳变点处。6) 在Proj下添加图，选择 Rectangular图，选择单位和项目频率15GHz。添加测量，测量类型选择 Port Parameters,测量选项为 S参数，选择扫频 Sweep Proj.Freqs，选择 幅度Mag。选择反射系数例如S11、S 22、S33等。单击“ 0K”按钮，完成添加测量。在下拉菜单 Simulate里单击Analyze进行分析。7) 调谐电路元件参数，比如调谐一段微带线，保持微带线宽度不变(因为宽度与特性阻抗有关)，调谐其长度，调整范围一般不超过正负10%。打开测量图形，观察反射系数幅值随频率的变化，调谐微带线的长度，使反射系数幅值在中

27、心频率3GHz处最低。8) 对于纯电阻负载，上述指标不变，采用3节切比雪夫变阻器重新设计上述阻抗变换器， 利用p= 1+rm求出带内容许的最大驻波比，查阅附录6,确定其相对带宽和特性阻抗。1- rm五、实验过程1、纯电阻负载1、 纯电阻负载1) 纯电阻单节：Z仁86.60 , L=13.83mm , W=0.62807mm，相对带宽 Wq=0.2564。电路原理图见下图，其中MSTEP$为宽度阶梯变换器，实现的功能即将不同宽度不同特性阻抗的微带线连接起来，防止微带线宽度的尺寸跳变。其余元件的解释已在实验一中给出。PORTP= 1Z= 50 OhmMLINID= TL1W= 1.153 mmL=

28、13.15 mmMLINID= TL5MSTEP$W= 0.2869 mmID= TL2L=13.9 mmMLINID二TL3W= 1.899 mmMSTEP$L=1 0 mmID= TL4MSUB*4PORTP=2Z=150 OhmEr=4.6H= 1 mmT= 0.001 mmRho= 1Tand二 0ErNom= 12.9Name= SUB1230.0025095反射系数曲线图为：图中标出3GHz处反射系数最小，接近为 0，最大反射系数模不超过0.1的频率对应为 2.674GHz3.34GHz，相对带宽 Wq=0.222。与理论值相比，误差为0.0344， 在可接受的范围内，一定程度上说

29、明仿真正确。Graph 20.50.40.30.20.10Freque ncy (GHz)2）纯电阻两节：Z仁65.80， L1=13.547mm， W1=1.1525mm， Z2=113.98， L 2=14.103mm，W2=0.28686mm，相对带宽 Wq=0.590。ML WiQArlp . S l|；.T冊心M.阳.IM帕d Cnidw创Ti Uh: h- Clemm-七时九間 |wltiS创ILMi： r| MOSMI卩 HNIbl p怙1 tElprna卜Ira1-1牌$fam厘NH站upakriTiCvriian*电路原理图为:PORTP= 1Z= 50 OhmMLINID二

30、TL3W= 1.899 mmL=1 0 mmMSTEP$ID= TL4MLINID= TL1W= 1.153 mmMSTEP$L=13.15 mmID= TL2MLINID= TL5W= 0.28686 mmL= 1 3.9 mmPORTP=2Z=150 OhmMSUBEr=4.6H= 1 mmT= 0.001 mmRho= 1Tand二 0ErNom= 12.9Name= SUB1仿真结果如下图，曲线中间凹下去的部分变宽变圆滑,3GHz处反射系数最小，接近为0，最大反射系数模不超过0.1的频率分别为2.235GHz 和 3.89GHz，相对带宽Wq=0.5423。与理论值相比，误差为0.04

31、8，误差较单节时有所增大，但仍在在可接受的范围内。0.5Graph 10.40.30.2|S1,1| * Schematic 13.823 GHz0.10010.12.196 GHz0.1003Freque ncy (GHz)(3)纯电阻三节：Z 仁57.36 ,L 仁 13.4mm ,1.4946mm ; Z2=86.6 , L 2=13.83mmW2=0.62807mm ; Z3=130.78 , L 3=14.216mmW3=0.17806mm，相对带宽 Wq=0.7953。电路原理图为下图，可清晰看出，图中添加三节阻抗变换器，可由宽度阶梯变换器分隔开来,ID为Z4的阻抗变换器长度经调谐

32、，对应L3由14.216mm调谐为14.676mm仿真图如下图2.8所示，其中蓝色线为调谐后的曲线，粉红色线为调谐前的曲线。调谐前后曲线变化不大，通带内均较平坦，但最低点移至3GHz处。反射系数为0.1的频率对应为 1.863GHz 和 4.06GHz，相对带宽 Wq=0.7323，理论值为 0.7953，相差 0.063。Graph 30.4Y-|S1,1|Schematic 30.3 |S1,1| Schematic 3 24.06 GHz0.10020.21.863 GHz0.10.1Freque ncy (GHz)3 GHz 40.001638将纯电阻负载三种二项式变阻器的反射系数曲线

33、绘制在一个图中，可清晰观察到随着节数增加，通带变宽变平坦。这也说明虽然单节四分之一波长变阻器是一种简单而有用的电路但其 频带太窄的缺点是显而易见的，为获得较宽的频带，可以采用双节或多节阻抗变换器。另外，通过理论计算和仿真的结果，我们发现计算的相对宽度值比实际仿真的相对带宽值稍大。分析的原因是由于理论推导过程中为简化运算，做了近似处理，如书中（148）和（1419）式，都将影响最后的理论相对带宽值。由于两者相差很小，理论值仍然可以作为初步设计的依据，但更精确的结果，应该有计算机仿真和实际微带线制作得到。（4）纯电阻负载3节切比雪夫变阻器变阻器节数的确定：阻抗从150 0变为50呦知阻抗比R=3，

34、节数为3节，又知最大反射系数模rm不应超过0.1，那么由公式Pm = 沖得到Pm=1.22，查附录6得到相对带宽为1时,1- Im驻波比p=1.18可满足p I-A 01 2 Mag 0.4006。Ang 0 Deg345.10.0I0001800 04 5010023图中负载点为标号为1的点，标号为315.2的点为电压波节处，从负载点1转到该点转过179.9-33.69=146.21 ，对应计算采用角度为73.105,用TXLINE 计算转过的电长度为LM=10.766mm , W=1.8986mm，驻波比p= 2.337得到，若接在电压波节点，变换器的特性阻抗为Z1 = Zo V1?尸32

35、.71 Q。以电压波节点为例，设计单节阻抗变换器。利用TXLINE 计算Z仁32.71 Q时微带线的长度与宽度，得到L=12.831mm , W=3.6308mm :标号为1的点为电压波腹处，从负载点1转到该点转过 360-33.69=326.31 ，对应计算采用角度为163.155。，用TXLINE 计算转过的电长度为LN=24.027mm , W=1.8986mm。若接在电压波腹点，变换器阻抗特性为Z2 = ZovP=76.436 Q。若以电压波腹点为例，设计单节阻抗变换器，利用TXLINE 计算Z仁76.436 Q时微带线的长度与宽度， 得到L= 13.706mm ,W= 0.84171

36、mm :电压波节点的电路原理图如下图所示:PORTP= 1Z= 50 OhmMLIN ID= TL4MLINID= TL3W= 3.631 mmL= 1 2.59 mmW= 1.899 mmL= 0.1 mmMSTEP$ID= T L5 口口*1 n eiMSUBE4.6H1 mmT0.001 mmRho1Tand0ErNom12.9NameSUB1MLIN ID= TL1LOADMSTEP$W= 1.899 mmID= Z1ID= TL2L= 10.77 mmZ= 85-j*45 Ohm电压波腹点的电路原理图如下图所示:MLINMLINPORTID= TL4ID= TL3P= 1W= 1.8

37、99 mmMSTEP$W= 0.8417 mmZ=50 OhmL= 0.1 mmID= TL5L=1 3.43 mmMSTEP$ID= TL2MLINID= TL1W= 1.899 mmL=2 4.03 mmLOADID=Z1Z= 85-j*45 OhmTL仿真的反射系数曲线图如下图,相对带宽 Wq1=0.10466 , Wq2=0.058，使用的是正常的固定负载，故中心频率两边对称。MSUBE4.61 mm0.001 mmRho1Tand0ErNom12.9NameSUB10.8Graph 70.60.4|S1,1| Schematic 60.2 |S1,1|Schematic 54Freq

38、ue ncy (GHz)2.911 GHz0.10012.844 GHz0.099963.087 GHz0.10013.158 GHz0.1003五、结论与思考等波纹微带多节变换器依据切比雪夫多项式进行设计，通过将反射系数和切比雪夫多项式相关联，推导得到各节反射系数的表达式，由此进行电路设计。与/4阻抗变换器以及二项式匹配变换相比，切比雪夫多节匹配变换器在频带内等波纹振动，驻波比在很宽的频带内小幅度波动， 可获得更大的匹配带宽。 这是切比雪夫变换器的突 出特点和优势。从图 2.3可以清晰地看到驻波比的波动情况，在 26GHz的频带内近乎等波 纹。通过这次实验，深刻理解了二项式阻抗变换器与切比雪

39、夫阻抗变换器的实质，并且为之后的微波期中大作业打下了深厚的基础。在做这次实验之前，对于切比雪夫阻抗变换器一直处于很懵懂的状态，不知道具体原理是什么，但是这次实验时又重新看了一遍书。而且因为需要实际操作，搭建微带线电路并进行实际的仿真，所以对每一项的推导和得出结果的原因有了更深一步的了解。并且最后画出的调谐图与课本上出现的频率特性图极其相似，直到此时才理解这个图是反射系数的频率响应特性，经过分析其失谐原因得知：因为频率不同，使得原来的电长度发生变化，电路不再匹配，出现失谐，反射系数有所增大。 明白了相对带宽的重要性，并且通过调谐一方面降低了带宽的这个波动，另一方面增大了相对带宽。而且切比雪夫滤波

40、器通过增大通带内波动， 增大了相对带宽，在某些情况下相对于二项式最平坦匹配更具有优越性，因此两种匹配均可采用。但需要根据实际使用时的要求来选择响应的匹配方式,达到最满意的效果。一、实验目的实验三微带功分器1. 掌握微波网络的S参数；2. 熟悉微带功分器的工作原理及其特点;3. 掌握微带功分器的设计和仿真。二、实验原理1、散射矩阵对于N端口网络可定义其散射矩阵，表征其入射电压和反射电压的关系:Ur1Ur2S!1S21S12S22S1nS2nUi1Ui2(3.1)UrnSn1Sn 2I HSnnUin其中Urk表示第k个端口的反射电压,U ik表示第k个端口的入射电压。SjiUjjiUi表示Uik

41、 0,k i所有其他端口均接匹配负载时，端口j和端口i之间的传输系数。当网络为二端口时散射矩阵得到大大简化:Ur1Ur2S11S12U i1S21S22U i2(3.2)其中各个S参数的意义如下:a)SnUr1Ui1Ui2表示T2面接匹配负载时,0T1面上的电压反射系数；S22意义类似。b)Si2Ur1Ui2Ui1表示T1面接匹配负载时,oT2面至T1面的电压传输系数；S21意义类似。S矩阵可以完全表示网络的反射和传输特性。2、功分器功率分配器简称为功分器， 广泛用于功率监视系统、测量系统以及射频微波电路中，是一种将一路输入信号能量分成两路或多路输出相等或不相等能量的器件，也可反过来将多路信号

42、能量合成一路输出，此时可也称为合路器。一个功分器的输出端口之间应保证一定的隔离度。常见的功分器有 T型插头、电阻功分器、微带线功分器。由于微带线功分器具有损耗小、 端口匹配、输出隔离性好等特点，得到广泛应用。本实验主要两路微带线功分器，结构示意图如图3.1所示。输入Zo图3.1二路微带功分器结构图对功分器的要求是： 两输出端口 2和3的功率按一定比例分配， 并且两口之间互相隔离，当2、3 口接匹配负载时，1 口五反射。功分器的技术指标为：功分比、插入衰减和隔离度。本实验仿真二路功分器，图3.1中阻抗R2和R3为从Zo2和Z03向负载看去的阻抗值，R为隔离电阻，Zo4和Zo5是为了匹配引出线 Z

43、o而添加的阻抗变换段，其长度为 /4。图中各参数计算公式如下：（其中k为给定的功分比）R2 kZo R3 Zo / k R Zo（1 k2）/kZo3 Zo,(1 k2)/k3Zo2 k2Zo3Zo4 . R2ZO Zo5R3ZO(3.3)(3.4)(3.5)注意图中3.1中两路微带线之间的距离不宜过大，一般取2 4带条宽度（对应特性阻抗ZO4、ZO5较宽的微带线宽度）。这样可使跨接在两微带线之间的电阻R的寄生效应尽量减小三、实验内容设计仿真一个两路微带功分器，已知：介质基片伞=4.6 , H=1mm ;端口特性阻抗Z0 = 50 Q,功分比：k2 = 1.5。指标如下：在中心频率2GHz处，

44、相对带宽为 20%时，s31 2 两输出端口的功分比|謝为1.4951.505； 两输出端口的隔离度(20lg|Ss2|)不小于25dB。四、实验步骤根据已知条件用上述公式计算R2， R3， Z02， Z03， Z04， Z05， R的值。(2) 用TXLINE 计算相应微带线的长度与宽度。建立一个新项目，选择单位和项目频率 1.82.2GHz。(3) 输入原理图，根据微带线的不均匀性，选择适当模型，如微带线T型接头、折弯、宽度变换器等。本实验中只有隔离电阻R为集总元件，其余元件全部为微带线形式。注意：用两段微带线与电阻R的两端相连接，微带线的特性阻抗与R 一致，即其宽度有 R确定,长度可以调

45、整。 添加测量，测量类型选择 Port Parameters,名称S，扫频Sweep Proj.Freqs，选择幅 度Mag，测量输入端口到两个输出端口的传输系数S?1，S31以及隔离度S32。(5) 仿真分析，观察端口S参数是否满足设计要求。(6) 调谐电路元件参数，选择调谐变量，调整变量的数值，在图中观察功分比和隔离度的变化，选择最佳值。提示：可以调谐与隔离电阻R连接的两段微带线长度，调谐时注意电阻的长度R加两段微带线的总长度与 Z2、Z03两段微带线之间的垂直距离相同。(7) 当功分比k2 = 1时，上述功分器变为等分功分器，它将输入功率分成相等的两路，两个输出端口的功率(S21，S31

46、)理论上相等，重新设计上述实验。五、实验过程1、计算功分器参数已知Z。50，k2 = 1.5，由式3.33.5可求得参数R2R3RZ02Z03Z04Z05值（）61.2440.82102.0687.4958.3355.3445.182、确定微带线尺寸微带线尺寸就算结果如下表:L (mm)W (mm)Z019.9721.8825Z0220.830.6062Z0320.2131.437Z0420.131.5801Z0519.8182.2223R21.0330.4007设计要求Z02和Z03长度一致，可设置变量x加以表示，这样可以得到 TL2和TL3长度，分别设置为a和b，则有a=20.83-x，b=20.213-x。两路带线间的距离不宜过大，一般取为24倍带条宽度（对应特性阻抗Z04，Z05较宽的微带线宽度），使得寄生效应减小。a和b之和以 及R对应的带线长度需要基本一致， 保持带线的平行，电阻 R长度一般为24mm，这里 取3mm，故设置 TL8和TL9的长度分别为 y1和 Y，且使得 Y1+Y2=a+b-3。3、绘制原理图根据微带功分器的结构图，绘制的电路原理图。如图3.2所示。其中