毕业设计（论文）-dpsk调制解调及性能分析

摘要随着通信技术的日益迅速发展。数字通信很明显优越于模拟通信。但为了使数字基带通信能够在具有带通传输特性中传输，数字基带信号必需要进行调制，成为已调数字信号才能适应信道传输。其中基本的三种数字调制方式有振幅键控（ASK），移频键控（FSK）和相移键控（PSK或DPSK）。其中相移键控是在三种基本数字调制方式中抗噪声性能最好，而且差分相频键控（DPSK）克服了PSK的相干载波恢复中载波相位模糊的缺点。对DPSK的研究分析有助于现代或者未来数字调制的发展。关键词DPSK调制调频解调抗噪声性能SYSTEMVIEWABSTRACTWITHTHEINCREASINGLYRAPIDDEVELOPMENTOFCOMMUNICATIONTECHNOLOGYDIGITALCOMMUNICATIONSISSIGNIFICANTLYSUPERIORTOANALOGCOMMUNICATIONHOWEVER,INORDERTOENABLEDIGITALCOMMUNICATIONWITHTRANSMISSIONCHARACTERISTICSOFBANDPASSTRANSMISSION,DIGITALBASEBANDSIGNALWILLNEEDTOBEMODULATED,THEMODULATEDDIGITALSIGNALINORDERTOADAPTTHECHANNELTRANSMISSIONTHREEDIGITALMODULATIONAMPLITUDESHIFTKEYINGASK,FREQUENCYSHIFTKEYINGFSKANDPHASESHIFTKEYINGPSKORDPSKWHICHTHEPHASESHIFTKEYINGISTHEBESTANTINOISEPERFORMANCEINTHETHREEBASICDIGITALMODULATIONSCHEME,DIFFERENTIALPHASEFREQUENCYSHIFTKEYINGDPSKTOOVERCOMETHESHORTCOMINGSOFPSKCOHERENTCARRIERRECOVERY180DEGREESINTHECARRIERPHASEAMBIGUITYTHESTUDYOFDPSKANALYSISTOCONTRIBUTETOTHEDEVELOPMENTOFTHEMODERNORTHEFUTUREOFDIGITALMODULATIONKEYWORDSDPSKSYSTEMDEMODULATIONPERFORMANCEOFRESISTANCETONOISESYSTEMVIEW目录第一章绪论1第二章2DPSK调制解调系统原理321二进制相移键控（2PSK）的调制解调方法32112PSK的调制原理32122PSK的解调原理4222DPSK调制与解调原理52212DPSK调制原理52222DPSK解调原理6232DPSK系统性能理论分析72312DPSK系统抗噪声性能72322DPSK频带利用率92332DPSK对信道特性变化的敏感性10第三章多进制差分相移键控（MDPSK）1331多进制相移键控（MPSK）13311MPSK信号表达形式133124PSK调制与解调1432多进制差分相移键控（MDPSK）调制解调16334PSK与4DPSK抗噪声性能18第四章SYSTEMVIEW软件平台基础2141SYSTEMVIEW简介2142SYSTEMVIEW的设计窗口21421设计窗口21422菜单栏与工具栏22423图符库及图符定义23424SYSTEMVIEW的分析窗口及接受计算器23425SYSTEMVIEW的基本使用流程24第五章基于SYSTEMVIEW对2DPSK调制解调系统分析2751基于SYSTEMVIEW实现2DPSK调制解调的基本思路27522DPSK调制解调的原理框图绘制2753基于SYSTEMVIEW设计与分析2DPSK调制2854基于SYSTEMVIEW设计信道3155基于SYSTEMVIEW设计2DPSK的解调34551带宽滤波器的设计345522DPSK差分相干解调设计3756基于SYSTEMVIEW对2DPSK设计抗噪声性能分析40第六章总结45致谢47参考文献49附录51第一章绪论随着数字技术日益迅速发展以及无线通信技术普及，我们有必要对数字调制技术进行了解与分析。对于一个数字调制系统的研究，除了要了解调制解调原理，还要懂得分析每个调制解调环节的作用与设计过程。另外还要对系统性能做出分析，性能是指除了抗噪声性能，还有频带利用率，对于信道的敏感性等。对于DPSK，除了可以克服PSK的相位模糊现象，而且有较好的频谱利用率。虽然在DPSK的基础上，发展了现今北美和日本的蜂窝移动通信都在用的/4DQPSK数字调制系统。对于DPSK研究，有助于对现代数字调制技术的学习打下一定的基础。通信系统是一个非常复杂的工程系统，通信系统设计研究也十分复杂，SYSTEMVIEW是一个可用于通信系统设计及仿真的动态分析平台，可构造各种复杂的模拟，数字，数模混合系统的设计与仿真。本设计将以SYSTEMVIEW仿真系统对二进制差分相移键控（2DPSK）的调制与解调进行计算机仿真为例。并且结合理论知识，通过SYSTEMVIEW所提供的各种仿真计算分析技术来从实际情况入手，对2DPSK的信道传输，带宽变化，频谱分析，抗噪声性能绘图等进行对2DPSK调制与解调实现及性能分析。第二章2DPSK调制解调系统原理21二进制相移键控（2PSK）的调制解调方法2112PSK的调制原理所谓的二进制相移键控（2PSK）信号，是指在二进制调制中，正弦载波的相位随着二进制数字基带信号离散变化而产生的信号。已调信号载波可以用“0”和“”或者“/2”和“/2”来表示二进制基带信号的“0”和“1”。2PSK的表达式如下E2PSK（T）COSCTN下面以“0”和“”代表基带数字信号的“0”和“1”来讲述2PSK。2PSK信号典型时间波形如图21所示。公式如下。E2PSK（T）ANGTNTSCOSWCT图21其中AN是双极性数字信号，GT为幅度1的矩形脉冲，矩形脉冲的宽度为TS。由于2PSK信号是双极性不归零码的双边带调制，所以如果数字基带信号不是双极性不归零码时，则要先转成双极性不归零码，然后再进行调制。调制方法有模拟法和相位选择法。2PSK调制原理图如图22和23所示。模拟法使源信号如果不是双极性不归零，则转成双极性不归零码后与本地载波相乘即可调制成2PSK信号。相位选择则是通过电子开关来实现的，当双极性不归零码通过电子开关时，遇低电平就以180度相移的本地载波相乘输出，遇高电平，电子开关则连通没相移的本地载波上然后输出。图22图232122PSK的解调原理至于解调的方式，因为双极性不归零码在“1”和“0”等概时没有直流分量，所以2PSK信号的功率谱密度是无载波分量，所以必须用相干解调的方式。如图24所示。图24过程中需要用到与接收的2PSK信号同频同相的相干载波相乘，然后通过低通滤波器，再进行抽样判决恢复数据。当恢复相干载波产生180度倒相时，解调出的数字基带信号将与发送的数字基带信号正好相反，解调器输出数字基带信号全部出错。这种现象通常称为“倒”现象。因而2PSK信号的相干解调存在随机的“倒”现象，使得2PSK方式在实际中很少采用。222DPSK调制与解调原理2212DPSK调制原理在2PSK信号中，信号的相位变化是由未调载波的相位作为参考基准的，是利用载波的绝对相位传送数字信息的，所以称为绝对调相。但2PSK存在着一种缺陷，就是在相干载波恢复中载波相位存在载波相位180度相位模糊，以至于解调出的二进制基带信号出现反向现象，在实际应用中很难实现。所以为了解决2PSK这个问题，提出了二进制差分相移键控（2DPSK）。2DPSK是在2PSK的基础上做出的改进。虽然2DPSK能够解决2PSK的载波相位模糊问题，是一种实用的数字调相系统，但是其抗噪声性能却不如2PSK。图252DPSK是利用前后码元的载波相位相对变化来传输数字信息的，称为相对调相。即对数字基带信号进行差分编码，把绝对码转换成相对码（差分码）。编码规则如下BNANXORBN1其中，XOR是模2加，也是异或。BN是BN1的前一个码元，最初的BN1可以任意设定。2DPSK信号的实现步骤如下首先要对数字基带信号进行差分编码，把绝对码转换成相对码来表示二进制信号，然后再进行绝对调相，如图25所示。2222DPSK解调原理在2DPSK的解调方法中，我们可以采用相干解调方式，也叫做极性比较法。其解调原理原理图如图26所示，它的解调原理过程是首先将已在信道中传输的2DPSK信号进入带宽滤波器，滤掉滤波器频带以外的噪声。然后与2DPSK载波同频同相的本地载波相乘再通过低通滤波器，滤除高频分量，通过抽样判决恢复出相对码。最后通过码反变换器把相对码转换成绝对码。图26图27另外2DPSK还可以采用差分相干解调方式，即相位比较法。解调原理过程如图27所示。其原理过程与相干解调不同的是解调过程不需要相干载波，也不需要码反变换这一过程。当2DPSK信号通过带通滤波器后，通过延时器，延时一个码元的时间间隔，再与2DPSK信号本身相乘，实现前后码元相位差的直接比较。再通过低通滤波器和抽样判决，从而恢复出绝对码。由于过程不需要专门的相干载波，所以是一种非相干解调方法。虽然差分相干解调不需要相干载波而且在性能上优越于采用相干解调的绝对调相。但是抗噪声能力比较差。232DPSK系统性能理论分析2312DPSK系统抗噪声性能在数字通信中，误码率是衡量数字通信系统性能的重要指标之一。2DPSK信号可采用相干解调与差分相干解调两种形式。由于本设计采用的是差分相干解调，所以在这里只对差分相干解调系统性能进行解说。2DPSK信号差分相干解调也称为相位比较法，是一种非相干解调方法。在上面解调的设计过程可以看出，解调过程中需要对间隔为TS的前后两个码元进行比较。假设当前发送的是“1”，并且前一时刻发送的也是“1”，则带通滤波器输出的Y1（T）与延时输出的Y2（T）分别是Y1TACOSCTN1TY2TACOSCTN2T其中N1T,N2T分别为无迟延支路的窄带高斯噪声和有延时支路的窄带高斯噪声，并且N1T和N2（T）相互独立。由于窄带高斯噪声是可以分解成同相分量与正交分量。所以以上两式可以写成Y1TAN1CTCOSCTN1STSINCTY2TAN2CTCOSCTN2STSINCT通过低通滤波器的输出在抽样时刻的样值为X05AN1CAN2CN1SN2S若X0,则判决为“1“符号（正确判决）；若X0,则判决为“0“符号（错误判决）。“1”判为“0”符号的概率为P0/1PX0P05AN1CAN2CN1SN2S0利用恒等式X1X2Y1Y2025X1X22Y1Y22X1X22Y1Y22其中X1AN1C,X2AN2C,Y1AN1S,Y22N2S则X0125（2AN1CN2C）2N1SN2S2N1CN2C2N1SN2S2若判为“0”，即X0则0125（2AN1CN2C）2N1SN2S2N1CN2C2N1SN2S20令R12（2AN1CN2C）2N1SN2S2R22N1CN2C2N1SN2S2则当X0,有R1R2。此时，将“1”判为“0”符号的错误概率可表示为P（0/1）PR1R2因为N1C,N2C,N1S,N2S是相互独立的高斯随机变量，且均值为0，方差相等为N2。根据高斯随机变量之和仍然为高斯随机变量，且均值为各随机变量的均值代数之和，方差为各随机变量方差之和的性质，则N1CN2C是零均值，方差为2N2的高斯随机变量。同理，N1SN2S,N1CN2C,N1SN2S都是零均值，方差为2N2的高斯随机变量。由随机信号分析理论可知，R1的一维分布服从广义瑞利分布，R2的一维分布服从瑞利分布。所以可得，P（0/1）05ER式中，RA2/2N2同理可得“0”判成“1”的概率P1/0P0/1,即P1/005ER图28通过对于同一种数字调制信号进行分析，根据图28各数字调制信号误码率表格，采用相干解调方式的误码率低于采用非相干解调方式的误码率。在误码率一定时，有以下情况，2PSK,2FSK,2ASK系统所需要的信噪比关系为R2ASK2R2FSK4R2PSK式子表明了，在相干解调方式和误码率相同的情况下，所需要的信噪比2FSK是2倍的2PSK，2ASK是4倍的2PSK。如果采用分贝的方式表示，误码率相同的情况下，所需要的信噪比则是ASK比2PSK高出6分贝，2FSK比2PSK高出3分贝。若都采用非相干解调方式，也就是本设计所采用的解调方式，通过各数字调制信号的误码率与信噪比的关系公式可以得到在误码率相同情况下与其他数字调制信号进行比较，2DPSK比2FSK低3分贝，比2ASK低6分贝。反过来，若信噪比R一定，2PSK系统的误码率低于2FSK系统，2FSK的误码率低于2ASK系统。通过如图29可以看出各个数字调制系统的误码率比信噪比的关系曲线图。图292322DPSK频带利用率要知道2DPSK的频带带宽是多少。先要从数字基带信号随机序列开始分析起。根据随机序列ST可费解为稳态波VT和交变波UT，可得STVTUTST的功率谱密度为PSFPVFPUF其中PVF|FSPG1MFS1PG2MFS|2FMFSPUFFSP1P|G1FG2F|2通过合并得PSF|FSPG1MFS1PG2MFS|2FMFS其中FS是随机序列的频率，GF是单个码元波形的频谱函数，P为出现G1T的概率，（1P）则是出现G2T的概率。又因为2DPSK的数字基带信号必须转成双极性，当P1P，双极性不归零码没有直流分量在频谱不存在冲激函数，所以根据上式可得双极性随机序列的功率谱PSFFS|GF|2在这里码元波形GT一般取矩形脉冲，所以傅里叶变换之后GF为SA函数波形。双极性随机序列的单边带功率谱图为如图210所示。图210一般双极性不归零信号的带宽取决于该频谱的第一个零点FS,带宽BSFS。至于基带信号乘以载波进行频谱搬移之后，已调制信号的带宽以载波频率FC为中心，BS2FS。至于各种二进制数字调制系统的频带宽度如下所述，其中TS为传输码元的时间宽度。2ASK系统和2PSK（2DPSK）系统频带宽度相同，均为2/TS，是码元传输速率1/TS的二倍；2FSK系统的频带宽度近似为|F2F1|2/TS，大于2ASK系统和2PSK（2DPSK）系统的频带宽度。因此，从频带利用率上看，2FSK调制系统最差。2332DPSK对信道特性变化的敏感性对于信道特性变化的敏感性来说，信道特性变化的灵敏度对最佳判决门限有一定的影响。在2DPSK系统中，判决器的最佳判决门限为0，与接收机输入信号的幅度无关。因此，判决门限不随信道特性的变化而变化，接收机总能工作在最佳判决门限状态。在2FSK系统中，是比较两路解调输出的大小来做出判决的，不需人为设置的判决门限。对于2ASK系统，判决器的最佳判决门限为A/2（当P0P1时），它与接收机输入信号的幅度A有关。当信道特性发生变化时，接收机输入信号的幅度将随之发生变化，从而导致最佳判决门限随之而变。这时，接收机不容易保持在最佳判决门限状态，误码率将会增大。因此，从对信道特性变化的敏感程度上看，2ASK调制系统最差。通过几方面对2DPSK系统性能分析以及与其他数字调制系统的性能比较，可以看出在恒参信道传输中，在这三种二进制数字调制信号中，如果要求较高的功率利用率与较高的频谱利用率，都应该选择2PSK和2DPSK。第三章多进制差分相移键控（MDPSK）31多进制相移键控（MPSK）311MPSK信号表达形式多进制相移键控（MPSK）是利用载波的不同相位来表征数字信息的调制方式，与二进制相移键控（2PSK）相同，多进制数字相移键控也有绝对相位调制和差分相位调制两种。一般来说，2PSK的载波相位是用“0”和“”或者“/2”和“/2”两种取法，它们分别带表着信息“1”和“0”。至于多进制的情况，比如四进制相移键控4PSK载波相位可以是0，/2，3/2（或者/4，3/4，5/4，7/4）,它们分别代表信息00，10，11，01。又比如说八进制相移键控（8PSK），8种载相位，/8,，3/8，5/8，7/8，9/8，11/8，13/8，15/8，分别代表信息111，110，010，011，001，000，100，101。为了方便说明概念，可参考四进制相移键控的信号矢量图的表述，如图31所示。图31在MPSK调制中，是以载波相位的M种不同取值分别表示数字信息的。所以，MPSK信号可以表示为EMPSKTGTNTSCOSCTN式中，GT为信号包络波形，通常是矩形波，幅度为1；TS为一个码元时间宽度；C为载波角频率；N为第N个码元所对应的相位，共有M种取值。通常MPSK调制信号可以用正交的形式进行表示EMPSKTGTNTSCOSNCOSCTGTNTSSINNSINCTITCOSCTQTSINCT其中ITANGTNTSQTBNGTNTS对于四相调制，AN，BN等于0,1，1。3124PSK调制与解调4PSK和4DPSK是在M进制数字相位调制中，应用最为广泛的两种调制方式。下面介绍4PSK的调制与解调。4PSK是利用载波的四种不同的相位来表示数字信息的。由于每一种载波相位代表两个比特信息，所以每个四进制码元可以用两个二进制码元组合来表示。两个二进制码元中的前一比特用A表示，后一比特用B表示，则双比特AB与载波相位的关系如图32。图32EMPSKTGTNTSCOSCTN参照上面的式子，可以用采用相位选择法产生4PSK信号，其原理图如图33所示。图中，四相载波产生器输出4PSK信号所需的四种不同相位的载波。输入二进制数据经过串/并变换器输出双比特码元，逻辑选相器将会根据输入的双比特码元，每个时间间隔TS选择其中一种相位载波来作为输出。图33图34图35另外亦可以通过正交调制方式产生4PSK信号，正交原理图如图34所示，图中二进制信号进入串/并变换器把二进制序列变成两个速度减半的并行双极性序列A和B,，然后分别对COSCT和SINCT进行调制。在这里整个正交调制器可以看成两个载波正交的2PSK调制器组成。通过4PSK信号可以看做两个载波正交2PSK信号合成，因此，对4PSK信号的解调可以采用与2PSK信号类似的解调方式进行解调，解调原理图如图35所示。32多进制差分相移键控（MDPSK）调制解调在2PSK信号的相干解调过程中会产生180度相位模糊。同样，对于MPSK信号的相干解调也会产生相位模糊问题。因此实际应用中MDPSK更为实用。在这里将以4DPSK调制解调作为例子，阐述MDPSK原理及调制解调过程。图36图37对于4PSK信号的相干解调中产生“0”,“/2”,“”，“3/2”四个相位模糊。因此采用4DPSK。4DPSK信号是利用前后码元之间都得相位相对变化来表示数字信息的。若以前一双比特码元相位作为参考，N作为当前双比特码元与前一双比特码元初相差，则信息编码与载波相位变化关系如图36所示。4DPSK信号产生A方式原理图如图37所示。图中串/并变换器与上面讲述的2PSK调制相似，将输入的二进制序列分为速度减半的两个并行双极性序列A和B，再通过差分编码器将其编为四进制差分码，然后用4PSK的绝对调相的调制方式实现4DPSK信号。在这里要说明四相差分编码并不像二相编码那样编码，其原理可参照如图38所示。或者四相差分编码流程来了解。图38四相差分编码流程如果A相N1XORB相N10则A相NA绝NXORA相N1B相NB绝NXORB相N1如果A相N1XORB相N11则A相NB绝NXORA相N1B相NA绝NXORB相N14DPSK信号的解调方式可以采用相干解调加码反变换器方式（极性比较法），其原理如图39所示，也可以采用差分相干解调的方式（相位比较法）其A方式原理图如图310所示。图39图310334PSK与4DPSK抗噪声性能对于4PSK信号，采用相干解调器，系统总的误码率PE为PEERFCR05SIN/4式中，R为信噪比。对于4DPSK方式的误码率为PEERFC2R05SIN/8MPSK相干解调与MDPSK差分相干解调的误码率曲线图，如图311所示。图311第四章SYSTEMVIEW软件平台基础41SYSTEMVIEW简介SYSTEMVIEW是一个非常实用的现代电子工程的设计仿真的动态系统分析平台。从滤波器设计，信号处理，一般的系统数学模型建立，直到完整通信系统的设计与仿真等各个领域，SYSTEMVIEW在友好而且功能齐全的窗口环境下为用户提供一个精密的嵌入式分析工具。SYSTEMVIEW的基本库有多种信号源，接收器，加法器，乘法器，各种函数运算器等。并且可以通过不同的指标需要设计各种所需的滤波器，如模拟滤波器，数字滤波器，IIR滤波器（巴特沃斯滤波器，切贝雪夫滤波器），FIR滤波器等。还可以进行频谱分析，根轨迹分析，相关性分析，求均值等。另外。SYSTEMVIEW为了使用者的方便起见还自带有通信（COMMUNICATION），数字信号处理（DSP），射频/模拟（RF/ANALOG）等专业库。随着现代通信技术的不断发展，无线通信技术已日益成熟和完善。利用SYSTEMVIEW带有的CDMA，DVB等扩展库就可以方便地完成各种设计与仿真。另外SYSTEMVIEW还提供了与数学仿真软件MATLAB和编程语言VC的接口，可以很方便地调用所需的函数。SYSTEMVIEW还可以跟硬件设计接口。比如说XILINX公司的软件COREGENERATOR与之配套，可以讲SYSTEMVIEW系统中的部件器件生成下载FPGA芯片所需的数据文件；DSP芯片设计的接口，可以将其DSP库中的部分器件生成DSP芯片编程的C语言源代码。42SYSTEMVIEW的设计窗口421设计窗口当打开SYSTEMVIEW之后，将会进入设计窗口，如图41所示，窗口中包含有菜单栏，工具栏，图标库，动态指针，消息显示，仿真进度，提示信息。图41422菜单栏与工具栏图42在SYSTEMVIEW分析窗口菜单栏上提供了各项功能的选择。如图42所示。从左到右，有切换图标库，打开已有系统，保存当前设计区，打印，清除工作区，删除对象，断开图符连接，连接图符，复制图符，图符翻转，创建变栈，创建子系统，显示子系统，根轨迹，波特图，画面重画，停止仿真，运行仿真，系统定时，分析窗口。概括起来，工具栏提供搭建系统，运行系统仿真的基本操作，主要包括（1）文件基本操作（2）搭建系统，如图符操作（连接断开与复制等），创建便栈和子系统；（3）运行或停止系统仿真；（4）进行一定形式的系统分析，如显示根轨迹，波特图；（5）设置系统定时；（6）提供到分析窗口的接口。423图符库及图符定义图符是SYSTEMVIEW仿真中的基本单元，每个图符代表着一个功能模块。而图符库是放置在设计窗口的左端。如图43所示。图43从上到下分别是连接接点，信号源，子系统，子系统I/O，算子，函数，乘法器，接收器。用户选出图符库中的一个图符时可以通过单击“PARAMETERS”按钮进入参数设计。如图44所示。图44424SYSTEMVIEW的分析窗口及接受计算器SYSTEMVIEW的分析窗口是观察用户运行结果数据的基本载体，利用它可以观察某一系统运行的结果及对该结果进行各种分析。进入分析窗口后，就可以观察到接收器对应的输出波形。另外在显示资源利用程度的旁边有一个按钮，如图45所示。这就是SYSTEMVIEW的分析窗口中带有的功能强大的接收计算器（SINKCALCULATOR），它可以对信号进行各种复杂的计算，分析和处理等。图45接收计算器有如下功能选项，OPERATORS操作组,ARITHMETIC（算术运算组）,ALGEBRAIC（代数运算组）,CORRELATION/CONVOLUTION（相关与卷积组）,COMPLEXFFT（复合快速傅里叶变换）,SPECTRUM（频谱分析组）,SCALE（比例尺组）,DATA（数据组）,CUSTOM和COMM，能进行求模，信号间的加减乘除，卷积，频谱分析，编图等功能。425SYSTEMVIEW的基本使用流程利用SYSTEMVIEW进行系统的设计，构建，仿真与分析，这一过程可概括为以下的流程。根据设计要求与系统原理画出系统原理框图。选择适合的图符和实现结构，把系统原理框图转化为SYSTEMVIEW模型，在SYSTEMVIEW设计窗口完成所设计的图形化仿真系统。运行仿真程序，分析仿真结果。其中，步骤（1）需要使用者对所要设计的系统的原理有明确的认知；步骤（2）要求使用者对所要用到的图符要有充分的了解；步骤（3）涉及到SYSTEMVIEW分析窗口的操作，同时也需要使用者对专业知识有一定的基础。如果想进一步深入了解SYSTEMVIEW仿真软件的使用可参考通信系统仿真国防工业出版社。第五章基于SYSTEMVIEW对2DPSK调制解调系统分析51基于SYSTEMVIEW实现2DPSK调制解调的基本思路（1）根据设计2DPSK调制解调的要求与系统原理图画出系统原理框图。系统原理图概括为三个子系统调制，信道传输以及解调。（2）选择适合的图符和实现结构，把2DPSK调制解调原理框图转化为SYSTEMVIEW模型，在SYSTEMVIEW设计窗口完成所设计的图形化仿真系统。（3）运行仿真程序，分析仿真结果及其抗噪声性能。522DPSK调制解调的原理框图绘制图512DPSK调制解调原理框图2DPSK调制解调的原理框图大致分为三大部分调制，信道传输，解调。另外2DPSK的解调过程有两种方法相干解调和差分相干解调。以下设计将使用差分相干解调方法来进行对2DPSK的解调。另外，在第二章内容中我们已对2DPSK调制解调的原理过程进行了解说。通过图25与图27的原理框图，再加上信道传输部分将可绘制2DPSK调制解调的原理框图，如图51所示。53基于SYSTEMVIEW设计与分析2DPSK调制首先打开SYSTEMVIEW后应该设置抽样频率和抽样的点数，通过点击来设定。因为从计算机的角度出发，时域和频域都是离散的。所以任何连续信号在计算机的处理中都会先被抽样离散化。根据奈奎斯特抽样定理，抽样频率必需是信号频带限制中的最大值的两倍以上，否则会出现频谱图上的混频现象。在本设计中设定为1000HZ的频率，抽样点是2048。通过原理图的绘制，可以看出在2DPSK调制设计中需要一个数字基带信号的信息源，而这个基带信号应该是二进制双极性不归零码，如果不是也应该把它转成双极性不归零码。在设计窗口的左侧选择SOURCE（信号源）中，可以选择PNSEQUENCE伪随机序列，在如图52所示。因为伪随机序列可以产生随机二进制双极性不归零码。单击了伪随机序列之后，通过PARAMETERS来设定伪随机序列的频率与幅度，在这我设定为10HZ。幅度为1，NOLEVELS设定为2。图52另外在基带信号乘以载波进行频谱搬移之前，应该把绝对码转换成相对码，根据之前所提供的差分编码的公式BNANXORBN1可以知道，此刻的差分码，是此刻的绝对码与前一差分码的异或所得。基于SYSTEMVIEW可以设计得到，如图53所示。图53在设计窗口的左端图符库中，选择OPERATOR算子中点击LOGIC（逻辑），然后选择XOR（异或）。然后对它的参数进行设定。TRUEOUTPUT正确输出设为1，FALSEOUTPUT（错误输出）设为1，因为输出的码应该是双极性不归零码。THRESHOLD门限设为0，意思是0以上的输入都设为1，0以下的输入都设为1。图54在图53的左上角标为2号的图符是从OPERATOR算子中DELAYS延时选择到的DELAY时间延时。设计的延时时间应为01S。因为在异或输出中得到的差分码会通过延时一段时间后，跟后一个来临的绝对码进行异或得到新的差分码。所以延时的时间应该是一个码元的时间宽度的时间，之前伪随机码元的传输频率是10HZ，所以一个码元的时间宽度应该是1/10，也就是等于100E3。但是经调试之后得时间延时应设为099S如图53的4号和5号图符为图符库中接收器（SINK）的ANALYSIS分析。进行如图53的连线后，通过ANALYSIS的接收可以观察到就可得到一个差分编码的模块的输入输出过程。通过点击工具栏上的运行仿真，等运行仿真结束后点击分析窗口，即可得到图54的绝对码与差分码的时间波形（图中的上面波形为绝对码，下面为波形相对码）。如果转化成“0”“1”码字表示可以得到如下情况。绝对码01010111101011011110相对码10011010110010010100这一过程的观察，符合差分编码的准则。可以确定本设计基于SYSTEMVIEW所设计的二相差分编码模块是正确的。绝对码转成相对码后，下一步就是与载波相乘，从而形成2DPSK信号。在图符库上选择MULTIPLIER乘法器，这一图符没有参数设定，是一乘法器。在图符库上选择SOURCE（信号源）中PERIODIC（周期性信号）的SINUSOID（正弦波）。设定幅值为1，频率为160HZ（不能高于系统的抽样频率的一半）。然后通过连线可得到完整的2DPSK调制系统，如图55所示。图55图56图55为2DPSK的调制系统，乘法器的输出端输出的是已调制信号，通过分析窗口可得如图56的已调制信号的波形图。通过打开SINKCALCULATOR接受器计算机，点击SPECTRUM（频谱）与FFT快速傅里叶变换可得已调制信号的频谱图，如图57所示。图5754基于SYSTEMVIEW设计信道只要谈到信息的传输过程都必须要考虑到信道对信息影响。信道是指以传输煤质为基础的信号通道。信道是有狭义与广义之分。狭义的信道是按照传输煤质的特性可分为有线信道和无线信道两类。有线信道包括明线，对称电缆，同轴电缆以及光纤等。无线信道包括地波传播，短波电离层反射，超声波或微波视距中继，人造卫星中继，散射及移动无线电信道等。广义信道除了包括传输煤质外，还包括通信系统有关的变换装置，这些装置可以是发送设备，接受设备，馈线与天线，调制器，解调器等。在本设计中所讲的信道是指狭义信道。另外还可以把信道分为随参信道和恒参信道。随参信道是指信道传输特性随时间随机快速变化的信道。常见的有陆地移动信道，短波电离反射信道，超短波流星余迹散射信道，超短波等。随参信道的特性是对信号的衰耗随时间随机变化；信号传输时延随时间随机变化而且出现多径传播。恒参信道是指信道特性不随时间变化或者变化很缓慢。一般有线电信道，微波中继信道，卫星中继信道都属于恒参信道。由于恒参信道对信号影响是确定的或者是变化极其缓慢的，易于通信系统建模，分析等。因此其传输特性可以等效为一个线性时不变网络，从而有效地采用信号分析方法，分析信号及网络的特性。另外信号的传输离不开加性噪声的干扰与危害。加性噪声与信号相互独立，并且始终存在，所以只能减小加性噪声的危害，而不能彻底消除加性噪声。至于噪声种类多，一般分为人为噪声，自然噪声，内部噪声，单频噪声，脉冲噪声，起伏噪声。在这次的设计中，将忽略发射与接受设备等内部噪声，即各器件的电子的随机运动所产生的热噪声，散弹噪声等。除了信道中的起伏噪声。其他噪声也不做考虑。所谓的起伏噪声通常认为是近似高斯白噪声，是一种连续波噪声，噪声符合高斯分布，且均值为零。它的自相关函数是在零时刻有一冲激函数，除零时刻以外近似于零，这表明了起伏噪声在任何两个相邻时刻的状态都不相关的，即噪声随时间的起伏变化极快。如果将其自相关函数进行傅里叶变换可得噪声的功率密度谱。按照理论来说冲激函数通过傅里叶变化可得频谱函数，是一条与X轴平行的恒定的直线，实际上高斯白噪声是不存在的，如果噪声的功率谱均匀分布的频率范围远远大于通信系统的工作频带，且噪声服从高斯分布，则可视为高斯白噪声。如图58所示。图58高斯白噪声的双边功率谱密度为PNF05N0W/HZ其自相关函数为RN05N0服从高斯随机变量的一维概率密度函数可表示为FX1/205EXPXA2/22其中A为均值，在白噪声中A为0。为方差。起伏噪声是影响系统性能的主要因素。在抗噪声性能分析时，将以起伏噪声作为重点。从上面的理论分析可以这样来设计信道，如图59所示。已调制信号将与高斯白噪声相加。图59ADDER（加法器）可以从图符库中找到，并且没有参数设定，至于（GAUSSNOISE）高斯噪声，可以在SOURCE（信号源）中的NOISE/PN噪声/伪随机找到。在设定参数中MEAN（均值）设为0，因为要设为高斯白噪声。另外STDDEVIATION方差设为1。加入噪声之后的2DPSK信号将会变成面目全非如图510所示的时间波形图。下面将会讨论如何在这混乱的波形图中解调出原信号。图51055基于SYSTEMVIEW设计2DPSK的解调551带宽滤波器的设计在信道中传播的信号进入解调系统，一般先要经过一个带通滤波器。因为在信道中传播的信号混杂着不同频率的噪声和干扰，带通滤波器可以抑制一定频带间隔外的所有信号，而频带内的所需信息通过时基本上不改变，从而允许所需信号频段的波通过同时屏蔽其他频段的信号。滤波器根据频段的范围一般分为低通滤波器，带通滤波器，高通滤波器和带阻滤波器等。另外可以根据信号是数字或者模拟分为数字滤波器和模拟滤波器。数字滤波器可以分为两种，无限长单位冲激响应（IIR）滤波器和有限单位冲激响应（FIR）滤波器。常见的滤波器有巴特沃斯滤波器，切贝雪夫滤波器和贝塞尔滤波器等。下面介绍一下这三种类型滤波器的特性。巴特沃斯响应能够最大化滤波器的通带平坦度。该响应非常平坦，非常接近DC信号，然后慢慢衰减至截止频率点为3DB，最终逼近20NDB/DECADE的衰减率，其中N为滤波器的阶数。巴特沃斯滤波器特别适用于低频应用，其对于维护增益的平坦性来说非常重要。切贝雪夫滤波器在一些应用当中，最为重要的因素是滤波器截断不必要信号的速度。如果你可以接受通带具有一些纹波，就可以得到比巴特沃斯滤波器更快速的衰减。除了会改变依赖于频率的输入信号的幅度外，塞贝尔滤波器还会为其引入了一个延迟。延迟使得基于频率的相移产生非正弦信号失真。就像巴特沃斯响应利用通带最大化了幅度的平坦度一样，贝塞尔响应最小化了通带的相位非线性。在SYSTEMVIEW中对滤波器设计的方法也有很多种。先在图符库中选择OPERATOR（算子）中FILTERS/SYSTEMS（滤波器/系统）的LINEARSYSFILTERS（线性系统滤波器）。在PARAMETERS中设定参数会出现如图511所示。在图511右侧会发现SYSTEMVIEW提供了各种不同类型和方法设置的滤波器选择。有“FIR”，进行FIR滤波器设计；有“ANALOG”，进行模拟滤波器设计；有“COMM”，进行常用通信滤波器设计；有“CUSTOM”自定义滤波器设定；有“LAPLACE”，在拉普拉斯的S域下设定滤波器；有“ZDOMAIN”，在Z域下设定滤波器。图511在这次设计中，将采用模拟的巴特沃斯滤波器，用简单的方法来设计滤波器。所以其余滤波器和设计方法将不仔细介绍。图512SYSTEMVIEW中对巴特沃斯滤波器的设定有比较简单的方法。首先从图511中单击ANALOG（模拟）然后在FILTERTYPE（滤波器类型）中单击BUTTERWORTH（巴特沃斯），另外还要在FILTERPASSBAND滤波通带中选择BANDPASS带通。最后就会生成一个带通滤波器，不过还要设定带通滤波器的所给通过的频带值，输入LOWCUTTOFF和HICUTTOFF的数值，即频带的范围。窗口里的参数设定如图512所示。在这里必须要讨论带通滤波器所要通过的频带是多少。因为频带的设定将会严重影响到信号是否能成功被解调出来。首先必须要知道2DPSK的频带带宽是多少。从上面对2DPSK系统的频带利用率分析中得出2DPSK系统的功率谱。PSFFS|GF|22DPSK信号的带宽是以载波频率FC为中心，频带宽度为BS2FS。FS为源信号码元的传输频率。图513现在可通过SYSTEMVIEW仿真软件来观察基带信号与已调制信号的带宽来确定带通滤波器的带宽。首先单击工具栏上的运行仿真，然后单击和进入分析窗口，再单击接受计算机。此时弹出SINKCALCULATOR接受计算器窗口，单击SPECTRUM频谱和|FFT|（快速傅里叶变换），最后选择你所需要傅里叶变换的信号，如图513所示。这时候需要观察的信号是源信号和已调制信号。如图514所示。在图514中，上图为源信号的频谱图，下图为已调制信号的频谱图。经过放大图片的观察，基带信号的带宽约等于10HZ,已调制信号的带宽约等于20HZ，中心频率为160HZ。从观察可发现与刚才理论推导近似。图514所以带通滤波器的带宽应该设定为20HZ或以上，中心频率为160HZ。此外如果设定的带宽大于20HZ时，应考虑奈奎斯特第一准则来设定带宽的大小，否则可能会出现码间串扰。在本次设计中，设定的带宽滤波器的LOWCUTTOFF为150HZ和HICUTTOFF为170HZ，带宽为20HZ。5522DPSK差分相干解调设计由于本设计是解调方式是采用差分相干解调，所以当信号通过带通滤波器后，不需要恢复本地载波，只是需由收到的信号单独完成。将通过带通滤波器的2DPSK信号延时一个码元的时间间距，然后与2DPSK信号本身相乘。相乘器起到相位比较的作用。在SYSTEMVIEW的设计中，采用如图515所示的设计方法。图515如何调出乘法器和时间延时器在之前已提示过，在这里就不再提示了。乘法器没有参数设计。而时间延时器，设定延时一个码元的时间间距，设为100E3S。相乘之后的输出波形图，如图516所示。图516下一步将要通过低通滤波器滤除高频分量，然后进行抽样判决，即可恢复出原始数字信号。在本次设计中低通滤波器也将采用模拟的巴特沃斯滤波器。由前面对2DPSK信号频谱利用率的分析中已得出基带双极性不归零码的功率谱，从而得出带宽为BSFS。设定低通滤波器的带宽为0HZ到10HZ。信号通过低通滤波器的输出波形如图517所示。图517下一步将通过抽样判决来恢复源信号。首先在图符库中的OPERATORS（算子）中找到SAMPLE/HOLD采样/保持器里的SAMPLEHOLD（采样保持），用于外部控制采样保持。设定其参数CTRLTHRESHOLD（控制门限）为100E3。同时在OPERATORS（算子）LOGIC（逻辑）找到COMPARE逻辑比较器，其参数设定中，选择AB，TRUEOUTPUT（正确输出）为1，FALSEOUTPUT（错误输出）为1。在SOURCE（信号源）中找到（PULSETRAIN）脉冲串，设定参数幅度为1，频率为10HZ，脉冲宽度为50E3S，偏置为006。同时找出STEPFCT阶跃函数，设定参数幅值为0。至于各图符的连接按照如图518所示图518在连接的过程中，PULSETRAIN脉冲串连接到SAMPLEHOLD的CONTROL（控制端），而低通滤波器的输出端与SAMPLEHOLD（采样保持）的SIGNAL（信号端）连接。至于SAMPLEHOLD（采样保持）的输出端连接到COMPARE（逻辑比较器）的AINPUT（A输入），STEPFCT（阶跃函数）输入到COMPARE（逻辑比较器）的BINPUT（B输入）。最后在2DPSK解调输出端按上接收器观察时间波形并且与信号源进行比较，反复运行仿真，再观察比较，以防出现一些不明显的差错。通过反复运行仿真与观察比较。本设计能够完成2DPSK调制解调的实现，成功在解调系统输出端还原出源信号。如图519所示。图51956基于SYSTEMVIEW对2DPSK设计抗噪声性能分析现在要对本设计的2DPSK系统进行抗噪声性能，检测该系统的抗噪声能力。首先需要准备几个图符。BER（比特误码率）图符是要在专业图符库COMMUNICATION（通信）中的PROCESSORS处理器找到的。另外要找出两在OPERATORS算子中SAMPLE/HOLD（采样/保持器）的SAMPLER采样器和GAIN/SCALE中的GAIN（增益），和DELAY延时器中找出SAMPLEDELAY采样延时。最后还要一个SINK观察窗库中的FINALVALUE终值。图520图521GAIN是穿插到噪声图符与加法器图符之间，它是一个全局变量，在参数设定中将在GAINUNITS（增益单位）下选择DBPOWER。然后打开菜单栏中的TOOLS，选择GLOBALPARAMETERSLINKS，在弹出的窗口中的LINKEDSYSTEMTOKEN里选择刚才创建的GAIN图符，然后在DEFINEALGEBRAICRELATIONSHIP（定义代数运算关系）里打1CL。如图520所示。意思是每进行一次运行仿真加性噪声的功率将减少一个DB。这是结合增加仿真运行次数来使用的。在工具栏的DEFINESYSTEMTIME（定义系统时间）中的NOSYSTEMLOOPS（系统循环次数）增加仿真运行的循环次数，如图521所示。在这设计中，运行一次所循环的次数，设为5次。图522BER是用比较数据得出误码率的。所以要把源信号与解调信号都连接到BER进行数据比较，在比较中算出误码率。但是需要两信号对齐，而且频率要一致。所以首先两信号分别连接上两个SAMPLER采样器，其中采样频率设为与源信号频率相同的10HZ（SAMPLER在本设计可以不需要）。另外还要对源信号和解调信号比较算出互相关函数。打开SINKCALCULATOR（接受计算器），点击CORRCONV相关与卷积和里面的CROSSCORRELATION互相关，然后在SELECTONEWINDOW里选择源信号，再从CORRELATEDWITH中选择解调信号，最后点击OK。这时候就会出现两信号的互相关函数图，如图522所示。如果两信号是对齐的话，应该在0点时刻互相关函数达到最大值，这时候发现最大值并不在0时刻，解调信号相对于源信号有所延时。则这时候需要把鼠标放到最大值那一点上，观察最大值的时刻点是多少。最大值的时刻点是100E3S，然后再将源信号延时一个采样点，刚好是100E3S。最后将两信号输入到BER。BER是用来通过设定的门限来比较每个数据比特的真实值和其被编制过的数据值，在本设计是设定为源信号的比特和已解调信号的比特的比较。如果源信号和已解调信号不在门限值的同一边，则将被认定为错码。图符BER将会记录下源码的比特数量和误码比特数量，然后输出误码比特量与源码比特量的比值，也就是误码率。另外除了比特与比特的比值，还可以进行字节与字节的比值和字符与字符的比值。BER有以下的参数NOTRIALS（测试比特数）,THRESHOLD门限，OFFSET（时间/采样点偏置）。在本设计中，是比特与比特的比值来计算出误码率，所以NOTRIALS设为1BIT。THRESHOLD一般设为05。OFFSET设为0。图523另外BER有三个输出口BER（误码率），CUMULATIVEAVG积累的平均值，TOTALERRORS（总错误数量）。将CUMULATIVEAVG输出到FINALVALUE接收器中。FINALVALUE接收器是在系统运行时，实时显示当前系统运行的时间和接收到的数据。在分析窗口观察结果。整个抗噪声性能分析构建图在如图523所示。进行运行仿真之后，FINALVALUE接收器将出现一个数据表，如图524所示。LOOP为循环次数，N为累计检测到的比特数，VALUE为误码