ucc28180中文资料【全】

可编程频率，连续传导模式(CCM)，升压功率因数校正(PFC) 特性说明 8 引脚解决方案（无需交流线路感测）宽范围可编程开关频率（对于金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET) 和基于绝缘栅双极型晶体管式(CCM) 下，以便实现交流-直流前端内升压预稳压器(IGBT) 的PFC 控制器为18kHz 至250kHz）针对iTHD 的经调整电流环路减少的电流感测阀值（最大限度地减少并联中的功率耗散） 平均电流模式控制 软过流和逐周期峰值电流限制保护 具有滞后恢复功能的输出过压保护 可闻噪声最小化电路 开环检测 在输出过压和欠压条件下提高动态响应 96% 的最大占空比（典型值） 针对无负载稳压的突发模式 VCC 欠压闭锁(UVLO)，低附加动态功耗电流(ICC) 启动 ( VSENSE4.75 V的EDR功能未激活，直到软启动完成。该在软切换保护（SOC）状态（因为互相UVD和SOC冲突）UVD被禁用。过电流保护电感电流由RISENSE，在输入整流器的返回路径的低值电阻器感测。的另一侧电阻器被连接到系统地。电压感测在感测电阻器的整流器侧和是总是消极的。在ISENSE电压由-2.5固定增益缓冲以提供一个正的内部信号目前的功能。有两个过电流保护功能;软过流（SOC）可防止在输出和峰值电流限制（PCL）的过载防止电感饱和。软过流（SOC）软过流（SOC）限制了输入电流。 SOC被激活时，在ISENSE电流检测电压达到-0.285 V.这是一种软控制，因为它不直接切断栅极驱动器。取而代之的是4k的电阻连接VCOMP接地以放电VCOMP和控制回路被调整为减小PWM占空比循环。欠压检测（UVD）SOC中被禁用。峰值电流限制（PCL）峰值电流限制（PCL）运行在一个逐周期的基础。当ISENSE电流检测电压达到-0.4 V，PCL被激活，立即终止有源开关周期。 PCL是前沿消隐以提高打击虚假触发的抗干扰能力。电流检测电阻器，RISENSE电流检测电阻，RISENSE，是用软过流（SOC）的最小阈值大小，VSOC（分钟）。为了避免在正常操作期间触发此阈值，从而导致降低的占空比，所述电阻的尺寸为10的过载电流超过峰值电感电流，由于RISENSE“看到”的平均输入电流，最坏情况下的功耗发生在输入低线输入时当前是在它的最大值。功率由检测电阻耗散由下式给出：峰值电流限制（PCL）保护关闭输出驱动器时检测电阻两端达到电压在PCL门槛，VPCL。绝对最大峰值电流，IPCL，由下式给出：栅极驱动器GATE输出设计有一个电流最佳化的结构，可直接驱动总的大值在高导通和关断速度MOSFET/ IGBT栅极电容。内部钳位电压限制在MOSFET栅极至15.2 V（典型值）。当VCC电压低于UVLO水平，GATE输出在开关状态。外部栅极驱动电阻，RGATE，可以用来限制上升和下降时间和抑制振铃引起的寄生电感和栅极驱动电路的电容和减少EMI。的最终值电阻取决于与布局和其它考虑相关的寄生元件。一个10千欧电阻靠近MOSFET/ IGBT的栅极，栅极与地之间，放电寄生栅电容并有助于防止意外的dv / dt触发导通。电流回路整个系统的电流回路包括电流平均放大器级，脉冲宽度调制器的（PWM）的阶段中，外部升压电感阶段和外部电流传感电阻器。ISENSE和ICOMP功能从所述电流检测电阻的负极性信号被缓冲并倒在ISENSE输入。该内部阳性信号然后由电流放大器（GMI），其输出是ICOMP引脚平均。该电压上ICOMP正比于平均电感电流。一个外部电容器到GND被施加到ICOMP引脚电流回路补偿和电流纹波过滤。平均放大器的增益是由内部VCOMP电压决定。这个增益是非线性的，以适应在全球范围内的AC线电压范围。ICOMP连接到3-V的内部每当OVP_H，ISOP或OLP被触发。脉宽调制器该PWM阶段ICOMP信号与周期性的斜坡进行比较，以产生前沿调制输出信号是高时的斜坡电压超过ICOMP电压。斜坡的斜率被定义内部VCOMP电压的非线性函数。PWM输出信号总是从低处的周期开始，由内部时钟触发。输出保持低的最小关断时间，tOFF_min，之后，斜直线上升到相交ICOMP电压。该斜坡路口ICOMP决定tOFF的，因此脱下。由于DOFF = VIN / VOUT由升压拓扑方程，并且由于VIN为正弦波形，并且由于ICOMP正比于电感电流，它如下所述控制环路迫使电感电流跟随输入电压波形的形状来维持升压调节。因此，平均输入电流也正弦波形。控制逻辑该PWM比较器级的输出被输送到门驱动级，受试者通过各种控制保护功能并入设备。 GATE输出占空比可以高达98，但总是有一个最小关断时间tOFF_min。正常的工作周期操作可直接通过OVP_H和中断PCL。 UVLO，ISOP，ICOMMP和OLP /待机也终止GATE输出脉冲，并进一步抑制输出直到SS操作可以开始。电压回路PFC控制器的外部控制回路的电压回路。该循环由PFC输出传感阶段，电压误差放大器级，和非线性增益生成。输出感应从PFC输出电压至GND的电阻分压器网络形成的感应块电压控制循环。电阻率是由所需要的输出电压和内部5 V调节基准确定电压。极低的偏置电流在VSENSE输入允许的最高可行的电阻值的选择。最低的功耗和待机电流。一个小电容从VSENSE至GND用于过滤信号在高噪音的环境。该过滤器的时间常数一般应小于100微秒。电压误差放大器跨导误差放大器（GMV）产生的输出电流正比于之间的差在VSENSE电压反馈信号与内部5 V的基准。这种输出电流充电或放电在VCOMP引脚的补偿电容网络，建立适当的VCOMP电压系统运行条件。适当选择补偿网络组件产生了稳定的PFC前置调节器在整个AC线路范围和0至100的负载范围。总电容也决定了率的高层的VCOMP电压的软启动，如前面所讨论。期间任何故障或待机状态排出放大器的输出VCOMP被拉至GND补偿电容的初始零状态。通常，大的电容器具有一个串联电阻可延迟完全放电为它们各自的时间常数（其可以是几百毫秒）。如果VCC偏置电压UVLO后迅速取出，在VCOMP正常放电晶体管驱动丢失和大电容器可以留给与它实质性电压，否定后续软启动的好处。该UCC28180采用哪些工作没有VCC偏置并联放电路径，以进一步放电VCC后补偿网络被除去。如果输出电压扰动超过5，并且输出过电压（OVD）或欠压（UVD）是检测到时，OVD或UVD函数调用EDR紧接增加电压误差放大器跨导至约280s。这个更高的增益有利于更快的充电或放电的补偿电容新的操作水平。当输出电压扰动大于107VREF出现在VSENSE输入，4-k电阻连接VCOMP到地迅速减少VCOMP电压。当输出电压扰动大于109的VREF，将门关闭输出，直至VSENSE低于102调控。非线性增益代在VCOMP的电压被用来设置当前放大器的增益和PWM斜坡斜率。这个电压是受由SOC的函数的变形例，如前面所讨论。一起的电流增益和PWM斜坡调整到不同的系统工作条件下（由ACline设置电压和输出负载水平），为VCOMP改变，以提供低失真，高功率因数，输入电流波形状追随输入电压。设计实例设计目标这个例子说明了设计过程和元件选择为利用UCC28180连续模式功率因数校正升压转换器。相关的设计公式显示了通用输入，360-W PFC变换器具有390 V的输出电压表1.设计目标参数下面的过程是指在图30所示的原理图。电流计算输入保险丝，整流桥，和输入电容是根据输入电流计算选中。首先，确定最大平均输出电流，IOUT（最大值）：最大输入的RMS线电流，IIN_RMS（最大），使用来自表1的参数和的效率和功率因数初始假设计算：基于所述计算出的RMS值，最大输入电流，IIN（max）和最大平均输入电流，IIN_AVG（最大），假设波形是正弦的，可以被确定。开关频率a该UCC28180的开关频率是用户可编程的上的FREQ引脚接地单个电阻器。对于这个设计，开关频率，FSW，被选择为120千赫。图31（与图1相同）可被用来选择适当的电阻器进行编程的开关频率或值可以使用fTYP和RTYP的恒定缩放值来计算。在所有情况下，fTYP是一个常数，它等于65千赫，RINT是一个常数，它等于1兆欧，并且RTYP是一个常数，它等于32.7千欧。简单地将下面的计算得出相应的电阻器应放在FREQ和GND之间：17.8k的为FREQ电阻结果在118 kHz的开关频率的典型值。桥式整流器输入桥式整流器必须具有超过输入平均电流的平均电流能力。假设一个正向压降的1伏，VF_BRIDGE，跨越整流二极管，BR1，在输入电桥中的功率损耗，PBRIDGE，可以计算出：散热将被要求保持整流桥的安全工作范围内操作。电感纹波电流该UCC28180是连续导通模式（CCM）控制器，但如果所选择的电感器允许相对高的纹波电流，该转换器将被迫在间断模式（DCM）中在轻负载和在较高的输入电压范围内工作。高电感纹波电流有CCM / DCM边界，并导致更高的轻负载THD产生影响，同时也影响了输入电容，RSENSE和CICOMP价值的选择。允许一个电感纹波电流，IRIPPLE，为20或更少，将导致在CCM操作在大部分工作范围内的，但需要一个升压电感器，其具有更高的电感值和电感器本身将是物理上大。如同所有的转换器设计，决定必须在一开始，以优化与尺寸和成本性能制成。在此设计示例中，电感器的尺寸以这样的方式，以允许以最小化与该转换器工作在DCM中在较高的输入电压和在轻负载的理解空间更大量的纹波电流，但对于标称优化115 VAC输入电压在满负荷。虽然具体地定义为一个CCM控制器，UCC28180示出在本申请中，以满足整体的性能目标而过渡到DCM中在高线电压，在较高的负载水平。输入电容输入电容必须基于输入纹波电流并且在可接受的高频输入电压纹波来选择。允许一个电感纹波电流，IRIPPLE，40和高频电压纹波系数，VRIPPLE_IN，7，最大输入电容值，CIN，通过首先确定输入纹波电流，IRIPPLE，以及输入电压纹波计算，VIN_RIPPLE：用于将输入的X电容器的推荐值现在可以计算：标准值0.33FY2/ X2薄膜电容器使用。升压电感器基于上述讨论的容许电感纹波电流，升压电感，LBST，之后选择确定最大电感峰值电流，IL_PEAK：升压电感的最小值是根据可接受的纹波电流，IRIPPLE，在一个计算0.5最坏情况下的占空比：为升压电感假设40的纹波电流建议的最低值是321H;升压电感器将使用的实际值是327微亨。与使用该实际值，实际得到的电感电流纹波将是：占空比是整流输入电压的函数，并且将连续改变在半线路循环。占空比，DUTY（最大），可以计算出在最小输入电压的峰值：升压二极管二极管损耗基于所述正向电压降，音频，在125和反向恢复电荷的二极管，QRR，估计。使用碳化硅肖特基二极管，虽然较为昂贵，将基本上消除了反向恢复损耗，并导致较少的功耗：这个输出应该有一个二极管阻断电压超出输出过转换器的电压，并附加到一个适当大小的散热器。开关元件该MOSFET/ IGBT开关将由被钳制在15.2 v对于VCC偏置栅电压输出驱动大于15.2 V的外部栅极驱动电阻建议限制的上升时间，并抑制任何振铃引起的寄生电感和栅极驱动电路的电容;这也将有助于满足转换器的任何EMI要求。该设计实例采用3.3电阻;的任何最终值设计取决于与设计的布局相关的寄生元件。为了便于快速关闭，一个标准的40-V，1-肖特基二极管被置于与栅极驱动电阻反平行。 10-k电阻放置在MOSFET/ IGBT和接地放电栅极电容和从无意的dv保护的栅极之间/ dt的触发导通。开关MOSFET的导通损耗，在本设计中使用的是RDS在125的估计（上），在设备数据表中，并计算出漏RMS电流源，IDS_RMS：开关损耗是使用上升时间，TR估计，并落入MOSFET栅极的时间，TF，和输出电容损失。总FET损失在MOSFET要求的适当大小的散热器。检测电阻器以适应非线性功率限制的增益，感测电阻RSENSE的尺寸使得它使用最小软在ISENSE引脚的电流阈值触发软过电流在小于最大峰值电感电流高10，VSOC ISENSE，相当于0.265 V.检流电阻两端耗散的功率，PRSENSE，必须计算：峰值电流限制，PCL保护功能被触发时电流通过感测电阻器的结果在RSENSE上的电压等于所述VPCL阈值。对于最坏情况分析，最大VPCL阈值用于：为了防止冲击电流，一个标准的220-的电阻，RISENSE设备，被放置在一系列的ISENSE引脚。在1000-pF的电容放在靠近器件，以提高对ISENSE引脚的抗干扰能力。输出电容输出电容COUT的尺寸，以满足转换器的滞留要求。假定下游的转换器需要PFC级的输出，以从未低于300V，VOUT_HOLDUP（分钟），在一个行周期中，tHOLDUP= 1 / fLINE（分钟），用于电容器的计算值最小的是：明智的做法是取消率10这一电容值;所使用的实际电容器是270F。验证该最大峰 - 峰输出纹波电压将输出电压的不足5，确保波纹电压不会触发过电压或输出控制器的欠压保护功能的输出。如果输出纹波电压的调节的输出电压的大于5，较大的输出电容是必需的。的最大峰 - 峰纹波电压，在线路频率的两倍出现，和输出电容器的纹波电流的计算方法：所需的纹波电流额定值的线频率的两倍等于：有一个高频脉动电流通过输出电容器：在输出电容器的总纹波电流是两者的结合而输出电容必须相应地选择：输出电压设定点输出电压设定PointFor低功耗和到电压设置点很小的贡献，则建议使用1兆欧为顶电压反馈分压电阻，RFB1。多个串联电阻用于由于跨越每个所允许的最大电压。使用内部5 V的基准，VREF底部分压电阻，RFB2，被选择为满足输出电压的设计目标。标准值13k的电阻RFB2结果在391 V的标称输出电压设定点过电压的输出，当输出电压超过其标称设定点水平5，因为当在VSENSE的电压是基准电压VREF的105测定被检测。在该阈值，增强的动态响应（EDR）被触发，并且非线性增益的电压误差放大器将增加的跨导到VCOMP，并迅速输出返回到其正常的规定值。当输出电压达到VOUT（OVD）级别，就会出现此EDR门槛：在过压事件的极端输出的情况下，如果9的输出电压超过其标称设定值的GATE输出将被禁用。输出电压VOUT（OVP），在此保护功能被触发的计算方法如下：下电压的输出被检测时的输出电压低于低于其标称设定点5时，在VSENSE的电压为95的基准电压VREF的测定：一个小电容上VSENSE必须添加到过滤掉噪音。限制滤波电容，使得RC时间常数限制在大约10微秒以便不显著减少控制响应时间，以输出电压的偏差的值。820 pF的最接近标准值为用于VSENSE的时间常数10.66微秒。环路补偿电流环是通过确定内部循环变量，M1M2的产物，使用内部控制器的常数K1和KFQ第一补偿。补偿被优化最大负载和标称输入电压，115伏用于标称线电压为这个设计：该VCOMP工作点发现下面的图表上，M1M2与VCOMP。一旦M1M2结果上面计算，发现所得到的VCOMP电压在该工作点来计算个体M1和M2的组件。为0.751伏/微秒的给定M1M2的VCOMP约等于3伏，如图32。各个循环因素中，M1是电流环路增益因子，和M2是电压环路PWM斜坡坡度，使用以下条件计算：在M1的非线性电流环路增益因子遵循以下身份：在这个例子中，根据该图表在图32中，VCOMP大约等于3伏，所以M1被计算为大约等于0.538：M2的非线性PWM斜坡斜率将遵循以下关系：在这个例子中，与VCOMP约等于3伏，M 2等于1.388的V /s的：验证该个体增益因子的乘积，M1和M2，大约等于上述决定的，如果不是M1M2因子，迭代VCOMP值，并重新计算M1M2M1和M2的产物是内预先计算出的M1M2因子的1：如果有更多的精度所需的，迭代的结果中的3.004伏的VCOMP值，其中M1M2和M1 x M2都等于0.751伏/微秒。非线性增益可变，M3，现在可以计算：在这个例子中，使用3.004 v对于VCOMP进行更精确的计算，M3计算为1.035 V /s的：外观设计，其允许高电感纹波电流，所述电流平均极，弄平哪些函数出在PWM比较器的输入端的纹波电流，应至少十年的转换器的开关频率之前。分析已完成的转换器，可以根据需要来确定理想的补偿磁极为当前平均电路为过大的ICOMP电容器将增加相位滞后，增加ITHD哪里作为太小ICOMP电容器将导致不够平均和一个电流不稳定平均环。当前平均极，fIAVG的频率，被选择为在大约5千赫这种设计作为电流纹波系数，IRIPPLE，被选为在设计过程的开始为40，这是大到足以迫使DCM在相对较高的电感纹波电流的操作和结果。在ICOMP，CICOMP所需的电容，这种利用跨导增益内部电流放大器，GMI，确定：标准值2700 pF的电容CICOMP结果为43.14 kHz的电流平均极点频率。电流环路的传递函数可以绘制：图33.当前平均电路的波特图电压传递函数，GVL（六）包含电压反馈增益，GFB，并从该脉冲宽度调制器的增益与功率级，GPWM_PS，包括脉冲宽度调制器到功率级极，fPWM_PS的产物。绘制的结果示于图33。图34.开路电压回路波特图无误差放大器电压误差放大器与一个零，fZERO，在fPWM_PS极和一个极点，fPOLE，放置在20Hz到拒绝高频噪声和滚下增益振幅补偿。整体电压环路交叉，FV，希望是在10赫兹。电压误差放大器的补偿元件被相应地选