基于Matlab的单周期控制三相高功率因数并网逆变器的建模与(精).doc

精品文档182/2009收稿日期：2008-12-10作者简介：杨志强（1982-），男，硕士研究生，主要研究方向为电力电子与能源变换 。考价值。单周期控制的并网逆变器7,8可以等效为双并联的BUCK 型逆变器，控制电路简单（复位积分器和一些逻辑器件），动态响应快，且开关损耗低，同一时间内，只有2个开关导通，大大减小了开关损耗。1单周期控制三相PWM 并网逆变器建模单周期控制作用于单个开关管时（在Boost 或Buck电路中），能够很好地体现单周期的基本思想。假设开关频率f s =1/T （s T s 是开关周期）恒定9，开关管的工作过程可以用以时间t 为自变量的开关函数k (t 表示 。（1）T on 是开关导通时间，并且T on +T off = T s ，模拟控制信号V ref (t 调制占空比D =T on /T s 。根据单周期控制思想，开关输入信号x (t 与输出信号y (t 的关系为：y (t =k (t x (t （2）假设开关频率f s 高于输入信号x (t 和模拟控制信号V ref (t 的带宽频率，那么开关输出的有效信号为： （3）因此，可以通过调节占空比D (t ，使每个周期开关输出斩波波形的积分值恰好等于控制信号的积分值，即 ：（4）从而实现每个开关周期开关输出量y (t 的平均值等于参考量V ref (t 的平均值。这样，利用开关能完全抑制输入信号和线性化后的控制信号V ref (t ，使系统具有良好的可控性。利用基于单周期控制的三相PWM 并网逆变器，可使输出电流与电网电压同相，减小无功功率的输出。为了简化推导过程做如下假设：电网电压为理想的三相电压源；各相的电感相等，即L a =L b =L c =L ；三相电路参数对称；开关频率远远大于工频；忽略开关器件的导通压降和开关损耗。图1是三相并网逆变器的主电路。图1三相并网逆变器主电路Fig.1 Main circuit of three-phase PWM GCI为使单周期控制简便，三相逆变器在6个区间内等效为双并联Buck 型逆变器，该6个区间是按每相电压的过零点来划分的。三相电压6个区间的划分如图2所示。图2 三相电压6个区间划分 Fig.2 Six regions of three-phase voltage在第1区间0，60内，i a 0，i b 0，i c 0，6个开关的动作如下：S bn 一直导通，同时S bp 、S an 和S cn 一直关断，控制开关S ap 和S cp ，使相电流i a 和i c 跟踪各自的相电压V a 和V c 。由于三相电压对称及V a +V b +V c =0，i a +i b +i c =0 ，i b 将自动跟踪V 10,11b ，对于其他区间可以进行类似的分析。从以上分析可知，每一时刻只有2开关动作，极大地减小了开关损耗。在区间1内，逆变器可以解耦为并联的双Buck 逆变器，其等效电路如图3所示。图3区间内逆变器等效电路Fig.3Equivalent circuit of GCI in the region of 0 to 60由图3可以看出，开关S ap 和S cp 共有4种可变的开关状态：（1）S ap 和S cp 都导通；（2）S ap 导通，S cp 关断；（3）S ap 关断，S cp 导通；（4）S ap 和S cp 都关断。在一个开关周期内，只有2种可能的开关顺序，即（1）、（2）、（4）和（1）、（3）、4）。按（1）、（2）、（4）开关顺序时，开关占空比d ap d cp ；按（1）、（3）、（4）开关顺序时，开关占空比d ap d cp 。假设开关频率远远大于电网频率，以第一种开关顺序为例，在一个开关周期内，由于电感电压的平均值为零，可以推导出式（5） 。（5）式中：E 逆变器直流侧电压。同理可以证明式（5）对于第二种开关顺序也是成立的。为了使功率因数接近1，电流和电压应该成比例 ，（它们之间的关系式可表示为 ：（6）式中：K 1最大电流的控制系数；K 2功率等级的控制系数。假设采样电阻为R s ，综合式（5）和式（6）可以得出 ：（7）式中：K=K1R s ；V m =Rs K 2E ，在每个周期内V m 是恒定的。当式（7）成立时，系统的功率因数为1。式（7）可以在单周期控制下成立（图4），用时钟信号同时置位2个R S 触发器，2个R 端输入信号分别是：电流 信号与斜坡 信号及电流 信号的比较信号，以与斜坡 信号的比2基于Matlab 的三相PWM 并网逆变器的建模图5是基于Matlab Simulink/PCB建立的三相PWM 并网逆变器主电路的仿真模型。图中基本参数为：电网相电压的幅值为220V ，频率为50Hz ，直流侧电压U dc 为逆变器输出电感（L a ，均为2mH ，滤波电容600V ，L b ，L c ）采样电阻R s =0.1。C =2F ，图5三相PWM 并网逆变器主电路的仿真模型Simulation model of three-phase PWM GCI，且都为低电平。较信号（积分常数等于开关周期T s ）此时2个触发器的输出端Q ap 和Q cp 为高电平，S ap 和S cp 导通。当电流信号和斜坡信号相等时，触R 端输入高电平，发器复位，开关S ap 和S cp 依次关断。以Q 端输出低电平，上讨论的都是第1区间情况，分析可以延伸到整个周期内，用p 、表1为基于单周期控制的三相n 项代替a 、c 项。并网逆变器的控制法则，图4是实现三相PWM 并网逆变器单周期控制的电路框图。表1Tab.1角度Fig.5由图4可以看出控制电路包括4个功能子电路，即：区间选择电路、输入多路开关电路、核心电路（包括时钟、加法器、比较器和带复位积分器）和逻RS 触发器、辑输出电路。图6是基于Matlab Simulink单周期控制电路的仿真模型。其中区间选择电路、输入多路开关电路和逻辑输出电路等子系统的模型可以根据图2所示三相电压的关系和表1中各数据的逻辑关系建立。在核心电路中，当时钟脉冲来临时，V m 值是恒定的，RS 触发器置位，开始产生积分电压，而比较信号Q 端输出高电平，产生RS 触发器的复位信号。为了实现单个周期的零误差的控制要求，积分器复位开关由RS 触发器！Q 端的输出信号控制，2个RS 触发器的Q 端输出信号可控制每个区间2个开关的导通和关断12。基于单周期控制的三相并网逆变器的控制法则Control principle of OCC for three-phase PWM GCIV PV ni Pi nQ apQ anQ bp OFF OFF Q P ON Q n OFFQ bn ON Q PQ cp Q n OFFQ cn OFF Q n ON Q P OFF OFF060V ab V cb i a i c Q P OFF60120V ab V ac -i b -i c ON OFF 120180V bc V ac i b i a Qn OFF 180240V bc V ba -i c -i a OFF Qn 240300V ca V ba i c i b OFF ON 300360V ca V cb -i a -i b OFF Q POFF OFF OFF OFF OFF Q nQ P ON图4实现三相PWM 并网逆变器单周期控制的电路框图Fig.4 Application of OCC for three-phase PWM GCI图6Fig.6 单周期控制电路的仿真模型Simulation model of OCC circuit3仿真验证为了验证单周期控制的三相PWM 并网逆变器的优4结语本文阐述了基于单周期控制的三相高功率因数逆点，对8 kW系统进行验证，取K =0.01，其他主电路参数如上节所述。仿真选择以下解算选项13：变步长最大为10-6 s ，相对精度为10-6，算法为ode23tb(stiff/TR-BDF2，开关频率f =10kHz 。仿真结果如图7图9所示。变器的工作原理和实现方法，用Matlab Simulink/PSB建立了单周期控制的三相高功率因数逆变器的仿真模型，并进行了仿真研究。结果表明，在并网逆变器中，单周期控制技术可以有效地校正功率因数，减小电网电流的谐波污染。参考文献：1Hua Chihchiang. Two-level switching pattern deadbeat DSP controlledPWM inverterJ.IEEE Transactions on Power Electronics, 1995,10(3：310-317.2Wu Hongying, Lin Ding, Zhang Dehua, et al. A Current-modeControl technique with instantaneous Inductor -current Feedback for UPS InvertersJ. IEEE-APEC99,1999,2(5:951-957. 3Kawamura A, Chuarayapratip R, Haneyoshi T. Deadbeat controlof PWM inverter with modified pulse patterns for uninterruptible power supplyJ. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1988,35(2: 295-300.4Rech C, Pinheiro H, Grundling H A, et al. Comparison of digitalcontrol techniques with repetitive integral action for low cost图7Fig.7 逆变器 A相电流Phase A current of inverter图8Fig.8 逆变器AB 端线电压PWM inverters J. IEEE Transactions on Power Electronics, 2003,18(1: 401-410.5Lucibello P. Comments on “Nonlinear repetitive control ”J. IEEETransactions on Automatic Control, 2003,48(8:1470-1471. 6Smedley K M, Cuk S. One-cycle control of switching converters J.IEEE Trans on Power Electronics, 1995,10(6:625-633.7付勋波. 单周期控制在风力发电并网逆变器中的应用J .变流技术与电力牵引，2008(4:30-34. 8Qiao Chongning, Smedley K M. A General Three-Phase PFCCon-troller for Rectifiers With a Parallel-Connected Dual B oost Topology J. IEEE Transactions on Power Electronics,2002,17 (6:925-934.蔡丽娟，王素飞. 电力电子变换器的单周期控制方9武志贤，法探讨J.电气传动,2005,36(6:22-24. 10张厚升. 基于单周期控制的高功率因数整流器的研究D .西安:西北工业大学，2005. 顾和荣，赵清林，等. 单周期控制无乘法器三相电压11张纯江，型PWM 整流器研究J.电工技术学报，2003, 18(6: 28-32. 王宏华. 基于MATLAB 的单周期控制PFC Boost 变12浦锡锋，换电路建模与仿真J.电气技术与自动化，2007,36(6:145-147,160.13洪乃刚. 电力电子和