用频谱分析仪测量通信信号

1 用频谱分析仪测量通信信号用频谱分析仪测量通信信号 一 一 GSMGSM 信号的测量信号的测量 现代高度发达的通信技术可以让人们在地球的任意地点控制频谱分析仪 因此就更要懂得不同参数设置和不同信号条件对显示 结果的影响 典型的全球移动通信系统 GSM 的信号测量如图 1 所示 它清楚地标明了重要的控制参数设置和测量结果 IFR2399 型频谱分 析仪利用彩色游标来加亮测量区域 此例中 被加亮的测量区域是占用信道和上下两个相邻信道的中心 50kHz 频带 显示的水平轴 频率轴 中心频率为 900MHz 扫频频宽为 1MHz 而每一小格代表 l00kHz 顶部水平线表示 0dBm 垂直方向每 一格代表 10dB 信号已经被衰减了 10dB 测量显示的功率电平已考虑了此衰减 图 1 GSM 信道带宽显示和功率测量 GSM 是以两个 25MHz 带宽来传送的 从移动发射机到基站采用 890MHz 到 915MHz 从基站到移动接收机采用 935MHz 到 960MHz 这个频带被细分为多个 200kHz 信道 而第 50 个移动发送信道的中心频率为 900MHz 如图 1 所示 该信号很明显是未 调制载波 因为它的频谱很窄 实际运用中 一个 GSM 脉冲串只占用 200kHz 稍多一点的信道带宽 按照 GSM 标准 在发送单个信道脉冲串时 时隙持续 0 58ms 而信道频率以每秒 217 次的变化速率进行慢跳变 再加上扫频 仪 1 3s 的扫描时间 根据这些条件可以判定这是一个没有时间和频率跳变的静态测试 没有迹象表明 900 阳 z 的信号是间断信号 为了保证良好的清晰度 选用 1kHz 的分辨带宽 RBW 滤波器 较新的频谱分析仪中的模拟滤波器的形状系数 3dB 60dB 为 11 意思是 60dB 时滤波器带宽 从峰值衰减 60dB 是 3dB 时滤波器带宽 从峰值衰减 3dB 的 11 倍 即 11kHz 比 1kHz 与此相比 数字滤波器的形状系数还不到 5 例如一个 3dB 带宽为 50kHz 的带通滤波器 其 60dB 带宽只有 60kHz 这几乎是 矩形通带 它保证在计算平均功率时只含有 50kHz 以外区域很小一点的功率 作为对比 如果分辨带宽 RBW50kHz 使用前面提 及的模拟滤波器而不是数字滤波器 其 60dB 带宽将为 550kHz 标记 1 处的信号电平是 4 97dBm 为了使噪声背景出现在屏幕上 显示轨迹线已向上偏移了 10dB 在图中不易察觉 这是由于 信号峰值被预先衰减 10dB 使其不超过顶部水平线 这也是信号峰值读数比参考电平高的原因 图中 主信道功率 CHP 读数为 7 55dBm 与峰值 标记 1 处 的读数 4 978m 不一致 其原因就是主信道功率是在 50kHz 测量带 宽内计算的 而标记 1 的读数是峰值 公式 1 定义了在整个带宽内计算主信道功率的方法 其中 CHPwr 信道功率 单位 dBm CHBW 信道带宽 Kn 噪声带宽与分辨带宽之比 N 信道内象素的数目 Pi 以 1mW 为基准的电平分贝数 dBm 2 图 1 中 分辨带宽为 1kHz 信道带宽为 50kHz 据式 1 先将在红色游标之间的每个像素功率电平 dBm 的对数值转化成线性 功率电平毫瓦 mW 并求其平均值 然后按照测量带宽与分辨带宽之比来修正该值 以求得信道功率电平 对于带有 VGA 显示的频谱分析仪来说 500 个像素对应水平轴的 10 个刻度 因此 在红色游标之间有 25 个像素 每个像素 表示 2kHz 1 式的第二表示 50kHz 测量带宽内线性功率电平的平均值 假设 900MHz 处的峰值 只有一个像素宽 其峰值功率 3 14mW 除以 25 像素数 可得到功率平均值为 0 126mW 对于具有高斯响应的有 4 或 5 个极点的安捷伦滤波器而言 噪声功率带宽与分辨带宽之比为 1 06 即 Kn 为 1 06 假设 IFRRBW 滤波器与安捷伦 RBW 滤波器一样 那么 1 式第一部分变为 50 1 06 47 2 最后结果为 7 73dBm 上述计算结果接近 7 55dBm 在假设峰值只占有一个像素宽时 为什么刚才计算的功率比显示的功率大 这是因为峰值可能小 于 2kHz 即小于一个像素的宽度 一些频谱分析仪可将像素细分以得到更大的测量精度 这种情况下 很容易判断出连续波占用 的宽度小于 1 个像素所示的 2kHz 比如 1 8kHz 如果像素被细分为 10 等份 则平均功率为 3 14 1 8 2 25 0 113mW 此时 主信道功率 CHP 等于 7 27dBm 当然 50kHz 以外 区域的测量带宽可提供一些功率 但是其单个像素宽的峰值被摊薄后 可下降达 25dB 意思是该区域内两个或多个像素宽信号的 功率将小于峰值功率 1 300 所以不用加入总数里 在数字系统里 很窄的连续波 单音信号 的显示和相关测量是有问题的 根据定义 一条线不能小于 1 个像素的宽度 可是 实际信号可能很窄 最后一个影响显示的参数是视频带宽 VBW 设为 1kHz 它与 RBW 不同 RBW 决定到达检测器的信号能量 而 VBW 则处 理被检测电平的显示 如果 RBW 比较大 那么就有更多的噪声到达检测器 选择一个比 RBW 窄的 VBW 可以使显示平滑 但却 增加了扫描时间 对于某些信号的测量 快速扫描 宽的 RBW 窄的 VBW 的组合是最适宜的 选用比 RBWW 值小的 VBW 则显示的频谱不能跟踪检测到的快速峰值 因而产生失真 而当 VBW 值等于 RBW 时 可看到 平滑噪声的功能降低 但减少的不是很多 图 1 中 有意地减小了背景噪声 这对所做的测量来说不是很重要 二 频谱分析仪指标对测量的影响 二 频谱分析仪指标对测量的影响 最好的频谱分析仪 也不是完美无缺的 诸如因为输入到混频器的电平太大引起的信号压缩 仪器内部产生的热噪声 内部振 荡器的相位噪声 二次谐波失真以及三次 四次交调失真等 都会产生误差 例如 如果两个功率相同 但频率分别为 f1 和 f2 的信号 驱动一个完美的理想的线性放大器 那么就只有两个原始频率输出 而现实的放大器是非线性的 会产生两个频率的多种组合 包括 2f1 f2 2f2 f1 3f1 2f2 3f2 2f1 频谱分析仪有点象非线性放大器 它的响应可以用一个幕级数表示 V0 a1Vi 十 a2Vi2 a3Vi3 anVin 其中电压为 rms 有效值 Vi 对应混频器输入的电压 V0 对应检测电压 除了简单放大增益项 a1 以外 将产生多个高次项 若要增大频谱分析仪的动态范围 处理好第三 第四阶交调失真 IMD 项尤 为重要 对于相对简单的测试 现代频谱分析仪提供了多种控制设置的组合 它们对测量精度的影响是不同的 例如 安捷伦 E4440A 型的自动组合模式 包括 RBW 滤波器 VBW 滤波器 不采用 VBW RBW 扫频宽度及扫描时间 且根据输入衰减设定了参考电 平 某文献中建议的测量步骤 保证频谱分析仪产生的交调失真 IMD 至少低于被测信号 DUT 本身 18dB 意味着频谱分析仪引起 的失真对测量 DUT 失真的影响少于 1dB 图 2 CDMA 信号偏移 885kHz 的动态范围图 3 相邻信道功率比 ACPR 或低电平 IMD 的测量要更困难 更需要注意频谱分析仪的能力 图 2 显示了频谱分析仪的热噪声 相 位噪声和第三 第五阶交调失真与混频器电平的关系 由于精确测量 ACPR 所需的动态范围接近或超出了很多频谱分析仪的性能极 限 所以必须全面考虑之后才有把握进行正确测量 三 三 CDMACDMA 信号的测量 信号的测量 CDMA 信号类似噪声 重要的是类噪声的信号在理论上只选择均值或有效值型的显示检测器 正负峰值读数检测器会使在测量 范围内的每个像素值发生偏差 而采样检测器只接收由像素表示的扫频范围内相应一组幅度的最后一个值 均值和有效值型检测器的工作与信号统计特性无关 它能给出有良好重复性的结果 因为要在测量范围里把所有像素的功率电 平进行平均得出平均功率 所以如果有足够的像素的话 也可以用采样检测器 若要测量重复性达到队 1dB 则需要 1000 个像素 由采样或均值检测器产生的像素值的平均值不那么简单明了 因为数 A B C 的对数的平均不等于这些数的平均的对数 而 有效值检测器是比较常用的 因为它提供的线性值可以被简单地平均 避免采用小数量值的 VBW 可能很重要 这里用 可能 因为某些品牌如安捷伦 PSAE4440A 频谱仪 VBW 设置不影响有效 值功率平均测量 对显示线也没有影响 小数值的 VBW 意味着显示的频谱不能正确跟踪峰值 如果滤掉实际的随机噪声 则小值 VBW 就可以达到预想的平滑显示 CDMA 信号类似噪声 但与噪声的统计结构不同 所以它们不能被小值 VBW 平滑掉 视频平均的方法能对显示的频谱成功地进行平均 是减小噪声的另一种方法 可惜的是显示的频谱通常是对数刻度 我们还得 回过头处理对数的平均 分辨带宽 RBW 等于 30kHz 信道带宽 CHBW 等于 1 23MHz Kn 假设为 1 06 因为相邻信道功率比 ACPR 有严格限制 要 求选择具有 1 至 P4 信道带宽的 RBW 滤波器 以使得信道有很陡的下降沿 此处 30kHz 1 23MHz 2 4 因为调制信号功率散布于整个的测量带宽 可根据公式 1 来计算发射信道功率 可以认为在 Co 游标之间每个 30kHzRBW 频带 内存在同样的功率 CDMA 是一种宽带技术 并且在整个频带里同时存在全部功率 在这里使用 CHBW RBW 的比值作为修正因子 似乎比在图 1 中对窄带信号的修正更加确切 若 CHBW 等于 1 23MHz RBW 等于 30kHz 那么 1 式括号里的第一部分为 38 70 第二部分是显示功率的平均值 大约为 18dBm 或 0 0158mW 刚好是目测到的脉冲顶部的平均值 该值乘以 38 7 并转化为 dBm 所计算出的发射信道功率等于 2 12dBm 这非常接近于发送信道功率 1 65dBm 证明了上述观 点 作为验证 假设平均功率为 17dBm 计算值对应为 1 12dBm 所以最好还是用 18dBm 当 R R 公司的 FSU 型频谱分析仪用户进行 ACPR 测量时 游标和控制参数自动设置 例如 相邻信道和第一对备用信道的测 量带宽只有 30kHz 而不是发射信道和第二对备用信道的 1 23MHz 的测量带宽 从发射信道的中心到相邻信道的边缘的距离为 885kHz 它等于保护带宽 270kHz 与发射信道带宽 1 23MHz 的一半相加的和 一般说来 各个 CDMA 电话可以同时工作 这意味着在基站中可以出现发射频谱的峰值 它是由各个用户编码信号的随机叠 加引起的 峰值与均值的比值可以大到 12 至 14dB 尽管其平均功率仍在线性区域内 而峰值可以使混频器进入压缩区 因为在 CDMA 信号中有很多频率出现 所以对第三 第五阶失真要特别关注 最后 还必须考虑相位噪声 它对于 IS95CDMA 来说是个限制因素 但对于宽带 CDMA WCDMA 来说 因测量 ACPR 给予了很大偏移量 就没有那么重要 四 结束语四 结束语 当选用频谱分析仪时 要根据测量项目来选择型号 例如具有特殊的时域测量能力的零频宽操作适合于测量 GSM 和时分多址 TDMA 信号 还能进行时间门限和组合的上升 下降沿脉冲串测量 频谱分析仪是复杂仪器 为了保证频谱纯度 用了几种中频放大器 但每一个都会产生误差 非线性和噪声 部分避免这些问 题的一种方法是使用实时采集宽带数据 并用 FFT 快速傅立叶变换 计算频谱的频谱分析仪 这种频谱分析仪的信号路径短 而且 比许多扫描滤波频谱分析仪有较大的动态范围 测量 ACPR 可用时域方法 得出结果要比扫描频谱分析仪快 曾有一篇文献提出了一种速度 快 20 倍的方法 并可在信道中 测量开关暂态晌应 这是扫描频谱分析仪不能做到的 在没采取其它方法前 应该相信频谱分析仪的测量 只有完全理解了信号类型及电平和控制参数设置的影响 才能使测量更准 确 4 频谱分析仪和矢量信号分析仪频谱分析仪和矢量信号分析仪 在实验室和车间最常用的信号测试仪器是电子示波器 人的思维对时间概念比较敏感 每时每刻都与时域事件发生联系 但是 信号往往以频率形式出现 用示波器观察最简单的调幅载波信号也不方便 往往显示载波时看不清调制仪 屏幕上获得的是三条谱 线 即载频和在载频左右的调制频 调制方式越复杂 电子示波器越难显示 频谱分析器的表达能力强 频谱分析仪是名副其实的 频域仪器的代表 沟通时间一频率的数字表达方法就是傅里叶变换 它把时间信号分解成正弦和余弦曲线的叠加 完成信号由时间 域转换到频率域的过程 早期的频谱分析仪实质上是一台扫频接收机 输入信号与本地振荡信号在混频器变频后 经过一组并联的不同中心频率的带通 滤波器 使输入信号显示在一组带通滤波器限定的频率轴上 显然 由于带通滤波器由无源元件构成 频谱分析器整体上显得很笨 重 而且频率分辨率不高 既然傅里叶变换可把输入信号分解成分立的频率分量 同样可起着滤波器类似的作用 借助快速傅里叶 变换电路代替低通滤波器 使频谱分析仪的构成简化 分辨率增高 测量时间缩短 扫频范围扩大 这就是现代频谱分析仪的优点 了 矢量信号分析仪是在预定 频率范围内自动测量电路增益与相应的仪器 它有内部的扫频频率源或可控制的外部信号源 其功 能是测量对输入该扫频信号的被测电路的增益与相位 因而它的电路结构与频谱分析仪相似 频谱分析仪需要测量未知的和任意的 输入频率 矢量信号分析仪则只测量自身的或受控的已知频率 频谱分析仪只测量输入信号的幅度 标量仪器 矢量信号分析仪则测 量输入信号的幅度和相位 矢量仪器 由此可见 矢量信号分析仪的电路结构比频谱分析仪复杂 价位也较高 现代的矢量信号分 析仪也采用快速傅里叶变换 以下介绍它们的异同 一 频谱分析议和一 频谱分析议和 FFTFFT 颁谱分析议颁谱分析议 传统的频谱分析仪的电路是在一定带宽内可调谐的接收机 输入信号经下变频后由低通滤器输出 滤波输出作为垂直分量 频 率作为水平分量 在示波器屏幕上绘出坐标图 就是输入信号的频谱图 由于变频器可以达到很宽的频率 例如 30Hz 30GHz 与 外部混频器配合 可扩展到 100GHz 以上 频谱分析仪是频率覆盖最宽的测量仪器之一 无论测量连续信号或调制信号 频谱分析 仪都是很理想的测量工具 但是 传统的频谱分析仪也有明显的缺点 首先 它只适于测量稳态信号 不适宜测量瞬态事件 第二 它只能测量频率的幅度 缺少相位信息 因此属于标量仪器而不是矢量仪器 第三 它需要多种低频带通滤波器 获得的测量结果要花费较长的时间 因此被 视为非实时仪器 既然通过傅里叶运算可以将被测信号分解成分立的频率分量 达到与传统频谱分析仪同样的结果 出现基于快速傅里叶变换 F 盯 的频谱分析仪 这种新型的频谱分析仪采用数字方法直接由模拟 数字转换器 ADC 对输入信号取样 再经 FFT 处理后获得频谱 分布图 据此可知 这种频谱分析仪亦称为实时频谱分析仪 它的频率范围受到 ADC 采集速率和 FFT 运算速度的限制 为获得良好的仪器线 性度和高分辨率 对信号进行数据采集的 ADC 需要 12 位 16 位的分辨率 按取样原理可知 ADC 的取 样率最少等于输入信号最高频率的两倍 亦即频率上限是 100MHz 的实时频谱分析仪需要 ADC 有 200MS S 的取样率 目前半导体工艺水平可制成分辨率 8 位和取样率 4GS S 的 ADC 或者分辨率 12 位和取样率 800MS S 的 ADC 亦即 原理上仪 器可达到 2GHz 的带宽 此时垂直分辨率只有 8 位 256 级 显然 8 位分辨率过低 因此 实时频谱分析仪适用于制 MHz 带宽以下 的频段 此时具有 12 位 物 96 级 以上的分辨率 为了扩展频率上限 可在 ADC 前端增加下变频器 本振采用直接数字事成的振荡 器 这种混合式的频谱分析仪适合在几 GHz 以下的频段使用 FFT 的性能用取样点数和取样率来表征 例如用 100KS S 的取样率对输入信号取样 1024 点 则最高输入频率是 50KHz 和分辨 率是 50Hz 如果取样点数为 2048 点 则分辨率提高到 25Hz 由此可知 最高输人频率取决于取样率 分辨率取决于取样点数 FFT 运算时间与取样 点数成对数关系 频谱分析仪需要高频率 高分辨率和高速运算时 要选用高速的 FFT 硬件 或者相应的数 字信号处理器 DSP 芯片 例如 10MHz 输入频率的 1024 点的运算时间 80 s 而 10KHz 的 1024 点的运算时间变为 64ms 1KHz 的 1024 点的运算时间增加至 640ms 当运算时间超过 200ms 时 屏幕的反应变慢 不适于眼睛的观察 补救办法是减少取样点数 使运算时间降低至 200ms 以下 二 矢量网络分析仪二 矢量网络分析仪 对于频谱分析和电磁干扰测量来说 频谱分析仪是通信测量仪器中常用的设备 由于具有大于 1 dB 的动态范围 低于 110dBc Hz 的噪声 1Hz 100Hz 的带宽 50GHz 以上的频率范围 能够接收到极微弱的信号和分辨出两个幅度相差很大的信号 频 谱分析仪的缺点是只能显示频率分量的幅值 而不能获得信号的相位 对于某些通信元器件和通信链路 幅值和相位必须能够同时 测量出来 前者如放大器和振荡器 后者是第一代至第三代的移动通信 前面曾提及 为了扩大基于 FFT 的频谱分析仪的频率范围 可在前端增加下变频器 同样原理可用于矢量信号分析仪 它是传 统频谱分析仪与 F 阿分析仪的结合 从而获得在高频和射频频率下的 FFT 分析能力 同时显示幅度和相位信息 对于现代通信的数 字调制分析 以及调幅 调频 调相的解调都是非常有效的手段 频谱分析仪的变频前端扩展仪器到 GHz 的频段 经变频后的输入信号频率变成适于 FFr 处理的频段 电路中的滤波器与频谱 5 分析仪的滤波器不同 这里的滤波器不是选择性的 而防止 ADC 变换过程产生的信号混叠 即变换过程中出现的虚假信号 ADC 的输出分成两路 获得同相和正交信号 经 DSP 作时间一频率的 F 町运算后由显示屏获得频谱的幅度和相位 目前仪器公司供应的矢量信号分析器的频率范围可达 3GHz 测量对象是复杂的移动通信常用频段的调制信号 如 GSM CDMA 的基带特性和载波特性 矢量信号分析仪的测量模式有 标量 矢量 数字解调和门控测量 触发可由基带输人信 号或由中频信号调节 包括触发电平和相位 扫频方式有单次和连续 对测量数据可多次平均 并用有效值 RMS 峰值保持和指 数坐标指示 一种新型的矢量信号分析器的重要特性是 频率范围 DC 2 7GHz 基带带宽 40MHz 中频带宽 36MHz 率分辨率 0 001Hz 时基准确度 0 2ppm 年 相位噪声 97dBc Hz 载波偏移 100Hz 122dBc Hz 载波偏移 1khz 幅度范 围 45 20dBm 幅度准确度 2dB 三阶互调失真 70dB 应用领域是卫星通信 扩频跳频通信 点到点通信 以及频率监 控和搜索 以移动通信的码分多址 CDMA 来说 利用配套的分析软件 可以获得 发射机的平均载波功率 功率随时间的变化 相位和频率误差 邻近信道功率比 伪随机噪声序列的调制精度 近距离寄发生发射频率 频谱测量和波形测量 在无线基站或移动电话的产品开发和产品检验中 矢量信号分析仪可按多种工业标准 对 GSM CDMA 等的发射机和手机进 行严格的精度和动态范围测量 在 CDMA 等通信产品生产中 只利用连续测量是不够的 利用数字调制信号可方便地测出输出功 率和失真等重要参数 矢量信号分析仪采用 Windows 平台 容易通过外接微机进行数据处理和交换 Windows 平台便于性能升级和利用其他工程设 计工具 熟识的图形界面可缩短学习时间 留出更多的时间进行测量和应用各种设计及测试工具 三 数字存储示波器的频谱测量三 数字存储示波器的频谱测量 数字存储示波器 DSO 的前端就是 ADC 变换 因而同样具有频谱分析能力 通过标准或选购的 FFT 模块获得频谱分析特性 应该指出 DSO 主要特点是时域测量 带宽 100MHz 的产品具有 10 位以上的垂直分辨率 带宽 500MHz 的产品只有 8 位的分辨率 亦即在分辨率上低于频谱分析仪的 12 位 16 位 DSO 的前置放大器和衰减器引人瞬态失真 容易在频谱图上表现为低电平的谱波 噪声 特别是高频数字在存储示波器 它采用交叠的 ADC 来提高取样率 例如每块 ADC 的取样率是 1Gs s 两块叠加起来获得 2Gs s 的取样率 这是简便的提高有效带宽的办法 但用于频谱显示时 各 ADC 的线性度 增益 频率响应和取样定时稍有差别 都会 在取样时钟脉冲交叠取样过程中引人频谱失真 相当多了一组 Fs N 的取样脉冲 这里且是基本取样频率 N 是交叠的 ADC 数 这 种电路自身产生的混叠信号不容易用滤波器消除 用 DS0 测量高频信号时要非常小心在频谱图上出现的混叠信息 例如 利用上述 两块取样率 1Gs sADC 构成的 DSO 来观察 l00MHz 正弦波时 会在 900 1100MHz 附近出现虚假信号 由此可见 DSO 观察时域 信号是最好的仪器 由于频域变换后往往出现虚假信号 测量频谱特性时一定要注意 去伪存真 四 小结四 小结 频谱分析仪的频率范围最宽 灵敏度高 非常适于通信设备和链路的频率分布测量 缺点是只能获得输入信号的幅值 矢量信 号分析仪频率范围较低 利用 FFT 的特点能够同时获得幅度和相位 特别地第一 二 三代移动通信 包括蜂窝 GSM 和 CDMA 设备的测量 如何选用滤波电容如何选用滤波电容 滤波电容在开关电源中起着非常重要的作用 如何正确选择滤波电容 尤其是输出滤波电容的选择则是每个工程技术人员都十 分关心的问题 50Hz 工频电路中使用的普通电解电容器 其脉动电压频率仅为 100Hz 充放电时间是毫秒数量级 为获得更小的脉动系数 所需的电容量高达数十万 F 因此普通低频铝电解电容器的目标是以提高电容量为主 电容器的电容量 损耗角正切值以及漏电 流是鉴别其优劣的主要参数 而开关电源中的输出滤波电解电容器 其锯齿波电压频率高达数十 kHz 甚至是数十 MHz 这时电容 量并不是其主要指标 衡量高频铝电解电容优劣的标准是 阻抗 频率 特性 要求在开关电源的工作频率内要有较低的等效阻抗 同 时对于半导体器件工作时产生的高频尖峰信号具有良好的滤波作用 普通的低频电解电容器在 10kHz 左右便开始呈现感性 无法满足开关电源的使用要求 而开关电源专用的高频铝电解电容器有 四个端子 正极铝片的两端分别引出作为电容器的正极 负极铝片的两端也分别引出作为负极 电流从四端电容的一个正端流入 经过电容内部 再从另一个正端流向负载 从负载返回的电流也从电容的一个负端流入 再从另一个负端流向电源负端 由于四端电容具有良好的高频特性 为减小电压的脉动分量以及抑制开关尖峰噪声提供了极为有利的手段 高频铝电解电容器 6 还有多芯的形式 即将铝箔分成较短的若干段 用多引出片并联连接以减小容抗中的阻抗成份 并且采用低电阻率的材料作为引出 端子 提高了电容器承受大电流的能力 利用选择性改善接收机的截止点利用选择性改善接收机的截止点 接收机的交调杂散响应衰减用于衡量在有两个干扰连续波 CW 存在的情况下 接收机接收其指定信道输入调制 RF 信号的 能力 这些干扰信号的频率与有用输入信号的频率不同 可能是接收机非线性元件产生的两个干扰信号的 n 阶混频信号 最终在有 用信号的频带内产生第三个信号 接收机防止杂散响应干扰的保护功能用于衡量接收机区分指定频率输入信号和其他接收机能够产 生响应 但不是所希望信号的能力 接收机的二阶和三阶截止点是表示特定射频电路或系统的两个非常重要的线性指标 通过这两个指标能够预测接收机的交调 IM 特性 而交调特性描述了射频装置对相邻信道或邻近信道的抗干扰性 本文分别介绍了三阶和二阶交调情况下传统接收机截止 点 IP 级联方程的改进形式 二阶截止点 IP2 和三阶截止点 IP3 级联方程的数学推导过程引入了给接收级之间增加选择性带来的影 响 以改善所有的二阶和三阶输入截止点 IIP2 与 IIP3 注意 文中所有大写字母变量表示 dB 或 dBm 单位 小写字母变量表示线性单位 在与移动基站所推荐的最低性能标准有关的无线规范中 接收机的交调 IM 特性在技术上被纳入两个主题 接收机的交调杂散 响应衰减和接收机对杂散响应干扰采取的保护 接收机的交调杂散响应衰减是在有两个干扰连续波 CW 存在的情况下接收机接 收其指定信道输入调制 RF 信号的能力 这些干扰信号的频率与有用输入信号的频率不同 可能是接收机非线性元件产生的两个干 扰信号的 n 阶混频信号 最终在有用信号的频带内产生第三个信号 接收机防止杂散响应干扰的保护功能用于衡量接收机区分指定 频率输入信号和其他接收机能够产生响应 但不是所希望的信号的能力 三阶交调产生的干扰三阶交调产生的干扰 作为接收机前端三阶混频的结果 频率为 f1和 f2的两个信道外的连续波引入一个三阶交调成分 频率等于 2f1 f2 它将落入 开启信道的有用信号频带内 图 1a 这一带内三阶交调 IM3 产物降低了输入到接收机解调器的载干比 C I 按照斜率为 3 1 的直线 如图 1b 输入 IM3 产物的电平 IIM3 dBm 可以用下面的等式计算 其中包括接收机的总输入 IP3 IIP3 dBm 和两个信道外 CW 信号的输入功率 PI dBm 1 图 1 由两个信道外CW信号产生的IM3产物对带内信号造成干扰 a 三阶截止点 IP 的定义 b 图 2 为一个传统的两级变频超外差接收机的结构图 在这种接收机的结构中 信道外 CW 干扰带来的 IM3 产物产生于低噪声 放大器 LNA 第一级混频器 IF 放大器 第二级混频器以及 IF 限幅放大器中 所有的 IM3 产物在解调器的输入端累加 相当于在 接收机的输入端出现了一个等效的带内 IM3 产物 IIM3 使 IF 放大器 第二级混频器和 IF 限幅放大器的 3 阶 IM 分量达到最小可以 减小这个成为带内干扰的 IM3 产物 而这一目标可以通过在第一级混频器后面的 IF 滤波器 IF 滤波器 1 中提高对那些信道外干扰 的 IF 选择性 S 实现 注意 滤波器的选择性 S 代表 IF 滤波器 1 在阻带内对信道外干扰的衰减 它相对于滤波器通带插入损耗 IL 所以 IF 滤波器阻带内对信道外 CW 信号的总抑制 R dB 可以定义为 R IL S IF 滤波器的选择性降低了后续接受电路 7 对三阶失真和动态范围的要求 因此 为降低等效的带内 IIM3 可以对接收机总的 IIP3 进行优化 以满足接收机基带载干比 C I 的 要求 图2 传统的两级变频超外差接收机 改进的三阶输入截止点改进的三阶输入截止点 IIP3 IIP3 级联方程级联方程 在图 3 中 图 2 所示的两级变频接收机被分成 3 个部分 RF 模块 IF 滤波器 1 和 IF 模块 RF 模块 也就是模块 1 包 括在第一个 IF 滤波器之前的接收 RF 部分 IF 模块 即模块 2 包括在第一个 IF 滤波器之后的接收机 IF 部分 模块 1 具有 G1 的 RF 增益和等效三阶输入截止点 IIP31 模块 2 具有 G2 的 IF 增益和等效三阶输入截止点 IIP32 假设在接收机输入端出现的两个 信道外 CW 信号干扰的功率值都等于 PI 则 PI 就是输入到模块 1 的两个信道外 CW 信号的功率值 P2 是两个信道外 CW 信号变 换到中频后并进入模块 2 的功率值 IIM3 是两个信道外 CW 信号产生的相对于接收机输入总 IM3 的失真功率 IIM31是模块 1 产 生的相对于本模块的输入总 IM3 失真功率 IIM32是模块 2 产生的相对于本模块的输入总 IM3 失真功率 图 3 推导改进的IP3级联方程的框图 其中引入了在两个信道外CW信号频率上给接收机各级提高选择性 S 带来的影响 功率单位dBm 增益单位dB 在下面的推导过程中 模块 2 的输入 IM3 失真电压除以前级电压增益后的结果与模块 1 的输入 IIM3 失真电压进行同相相 加 这样作可以得到最坏情况下接收机输入的总 IM3 失真电压 假设系统特征阻抗为 1 我们可以写出下面的等式 这里取平方根是为了将 IM3 从功率值变为电压值 其中变量 iim3 iim31 和 iim32取线性功率单位 瓦特或毫瓦 并且有 G1 dB 10 log10 g1 and IL dB 10 log10 il 等式 1 进行整理后可以得到下面的等式 等式 3 定义了整个接收机的输入 IP3 它也可以不用 dBm 作单位而写成线性功率单位 毫瓦 mW 的形式 与在等式 3 中使用的方法类似 我们也可以分别定义模块 1 和模块 2 的 IIP31 和 IIP3 2 8 已知 P1 dBm PI 且 P2 dBm PI G1 IL S 可以从等式 5 6 得出 与我们在等式 3 中使用的方法相同 等式 7 8 可以写成线性功率单位的形式而不是以 dBm 为单位 于是分别得出等式 9 和 等式 10 其中 S dB 10 log10 s IL dB 10 log10 il 注意 S dB 与 IL dB 都是正数 再来看等式 2 两边都除以 pI 1 2得 根据等式 4 9 和 10 我们将等式 11 中的各项都用其等效形式代替 消去 pI将等式简化后 就得到下面这个改进的 IIP3 级 联方程 从等式 12 可以看出 使用一个高选择性的 IF 滤波器 s 1 我们可以将 IF 模块的输入 IP3 IIP32 对接收机总输入 IP3 IIP3 的影响降至最低 于是接收机的总输入 IP3 就几乎完全由 RF 模块的 IIP3 IIP31 所决定 值得注意的是 在分析级联系 统时 中频模块输入 IP3 IIP3 应该用一个等效的输入 IP3 代替 它考虑了在 IF 模块前引入选择性的效应 这个等效的 IIP32可以写 作 在方程 12 的基础上可以推出更加通用的 计算由 M 级电路级联组成的接收机总输入 IP3 的方程 每一级具有线性增益 gn 输入 IP3 iip3n 瓦特 对引入带内 IM3 产物的两个信道外 CW 信号频率的选择性参数为 sn 其中 Sn dB 10 log10 sn 注意 当 sn取 1 时 也就是选择性参数 Sn 取 0dB 时 这个方程就简化为了经典的 M 级级联的截 止点计算方程 1 二阶交调产生的干扰二阶交调产生的干扰 接收机杂散响应是与信道内 RF 信号频率不同的信号 然而如果电平值足够高 它们仍然能够在接收机的通频带内产生输出 干扰 杂散响应的频率之一是在半中频点 这个半中频杂散响应导致了出现在接收机 RF 前端的二阶交调产物 IM2 它的强度可以 通过接收机 RF 前端的二阶截止点 IP2 预测 其中 RF 前端的定义包括接收机的第一级混频器及其前面的电路 图 2 对于第一级混 频器的高端注入 图 4a 在接收机输入端的一个 CW 信号 偏离本振 LO 频率 fIF 2 通过 2 fCW 2 fLO IM 产物下变频至中 频 1 2 对于低端注入 与本振 LO 频率偏差 fIF 2 的 CW 信号会被频率为 2 fCW 2 fLO 的 IM 产物下变频的中频 按照斜率为 2 1 图 4b 的线性关系 利用包括接收机 RF 前端输入 IP2 IIP2 dBm 和输入半中频 CW 信号功率值 PI dBm 的方程可以确定上述输 入 IM2 产物 IIM2 dBm 的功率 1 9 图4 由半中频杂散响应产生的IM2带内干扰 a 和二阶截止点 IP 的定义 b 减小第一级混频器的二阶 IM 分量可以降低这个由半中频杂散响应产生的带内 IM2 产物 为了达到这个目的 可以在第一级混 频器前面的 RF 滤波器 RF 滤波器 1 和 2 中引入一定量的对信道外干扰的射频选择性 S 注意 滤波器的选择性 S 指的是 RF 滤波器阻带对杂散响应频率的衰减 它相对于滤波器在通带内的插入损耗 IL RF 滤波器的选择性 S 降低了第一级混频器对二 阶失真和动态范围的要求 因此 为了降低半中频信号产生的等效带内 IIM2 产物可以对接收机总的 RF 前端 IIP2 进行优化 以满 足了接收机基带载干比 C I 的要求 改进的二阶输入截止点改进的二阶输入截止点 IIP2 IIP2 级联方程级联方程 图 5 中 将两级变频接收机的 RF 前端分成三个模块 RF 滤波器 2 模块 1 包括所有在 RF 滤波器 2 之前的部分 和 模块 2 在 RF 滤波器 2 之后并包括第一级混频器的部分 模块 1 具有 RF 增益 G1和等效二阶输入截止点 IIP21 模块 2 具有 RF 增益 G2 和等效二阶输入截止点 IIP22 假设出现在接收机输入的每一个半中频 CW 信号的功率为 PI 则 PI 就是输入到模 块 1 的半中频 CW 信号的功率 P2 是输入到模块 2 的半中频 CW 信号的功率 IIM2 是半中频 CW 信号产生的相对于接收机输 入的总 IM2 失真功率 IIM21 是模块 1 产生的相对于模块 1 输入的总 IM2 失真功率 IIM22是模块 2 产生的相对于模块 2 输 入的总 IM2 失真功率 图5 推导改进的IP2级联方程原理框图 其中考虑了在接收机RF前端增加对半中频杂散频率RF选择性 S 的效应 功率 单位dBm 增益单位dB 在下面的推导过程中 模块 2 的输入 IM2 失真电压被前级电压增益作除后的结果与模块 1 的输入 IM2 失真电压进行同相 相加 这样作可以得到最坏情况下相对于接收机输入的总 IM2 失真电压 假设系统特征阻抗为 1 我们可以写出下面的等式 这里取平方根是为了将 IIM2 从功率值转变为电压值 其中变量 iim2 iim21和 iim22取线性功率单位 瓦特或毫瓦 并且有 G1 dB 10 log10 g1 and IL dB 10 log10 il 等式 15 进行整理后可以变成下面的等式 等式 17 定义了整个接收机的输入 IP2 它也可以不用 dBm 作单位而写成线性功率单位 毫瓦 mW 的形式 10 与等式 17 中使用的方法类似 我们也可以分别定义模块 1 和模块 2 的 IIP21和 IIP22 已知 P1 dBm PI 且 P2 dBm PI G1 IL S 可以从等式 19 20 得出 与我们在等式 17 中使用的方法相同 等式 21 22 可以写成线性功率单位的形式而不是以 dBm 为单位 于是分别得出等式 23 和等式 24 其中 S dB 10 log10 s IL dB 10 log10 il 注意 S dB 和 IL dB 都是正数 再来看等式 16 两边都除以 pI 1 2 根据等式 18 23 和 24 我们将等式 25 中的各项都用其等价的形式代替 消去 pI将等式简化后 我们就得到下面这个改进 的 IIP2 级联方程 从等式 12 可以看出 使用一个高选择性的 RF 滤波器 s 1 可以将第一级混频器模块的输入 IP2 IIP22 对接收机 RF 前 端的总输入 IP2 IIP2 的影响降至最低 值得注意的是 在分析级联系统时 第一级混频器的输入 IP2 IIP22 应该用等效的 IP2 代 替 它考虑了在 RF 滤波器中引入选择性的效应 这个等效的 IIP22可以写作 在方程 26 的基础上 可以推出更加通用的 计算由 M 级级联组成的接收机 RF 前端的总输入 IP2 的公式 每一级的线性增 益为 gn 输入 IP2 iip2n 瓦特 对引入带内 IM2 产物的半中频 CW 信号频率的选择性参数为 sn 其中 Sn dB 10 log10 sn 11 电路故障查找的好帮手电路故障查找的好帮手 示波器与逻辑分析仪示波器与逻辑分析仪 示波器与逻辑分析仪是模拟与数字电路设计上的重要仪器 在电子实验室中最常见的便是示波器 大部分 的工程师也能轻易操作它 然而如何能充分发挥这些仪器的功能 存储并显示无失真的波形 以及找出产品不正 常工作的问题所在 则是许多硬件研发人员需了解的 本文由基本的取样概念开始 提供几个示波器与逻辑分析 仪的秘诀 帮助研发人员更加了解示波器与逻辑分析仪 增强电路查找故障的技巧 取样技术取样技术 要将待测信号真实地经由取样而呈现在示波器上 必须满足奈奎斯 Nyquist 取样理论 即取样频率 fs 大于 信号最高频率的 2 倍 以保证信号每一周期上至少有两个取样点 fs 2 BW 其中 最小的取样率称为奈奎斯取样率 但实际上 要得到较准确的波形 2 倍是不够的 由于取样频率与频宽常被混淆在一起 因此一般示波器会用每秒多少个取样点 Sa sec 来描述取样频率 而以百万赫兹 MHz 来表示频宽 一般而言 取样技术可分为单次取样和重复取样两大类 最常见的示波器都是使用单次取样来撷取数据 这也是最直接的方法 取样时只是按照取样频率将整个波形 一点一点储存下来 遇到一次触发条件便完成所有取样 因此可以捕捉到非周期性的瞬态 故名为单次取样 单 次取样在长时间数据收集时 存储深度是必须考虑的因素 对于一固定的取样频率 每一个通道的存储深度越深 越能撷取越长的数据 否则就必须降低取样频率 牺牲信号的频宽以及分辨率 甚至造成膺频的现象 避免膺频 的方法须尽可能提高取样频率 或者仪器本身增加一个低通滤波器 LFT 滤掉过高频的信号 如果我们要捕捉的是周期性信号 示波器就不必在一个周期内完成取样 这个概念衍生出重复取样技术 在 每一次遇到触发条件时作取样 最后将多次取样结果相叠重建出波形 因此就像是有了较高取样频率 例如 1GHz 的示波器 重复取样技术包括顺序与随机重复取样两种 顺序重复取样技术系在每个触发条件后一段延迟 时间取样一点 每次增加延迟的时间 只要自触发点到取样点的时间能精确控制 理论上是有最高的准确度 不过取样点越密集 整个重建时间也拖得越久 同时 此种技术无法看到触发点以前 pre trigger 的数据 随机重复取样 顾名思义为取样点随机分布 因此可能落在触发点以前 示波器的时间电路必须要计算触发点与 取样点的时间差 以正确的叠出波形 随机重复取样在每次触发条件附近做 5 点取样 许多示波器都采用单次取 样与随机重复取样技术 在低频时可采用前者 高频时则使用后者 峰值检测模式 峰值检测模式 PeakPeak DetectDetect 在对微处理器进行故障查找上 我们常期望能将无法预期的偶发事件撷取下来观察 例如希望能撷取到一 个占空比只有 0 005 的窄脉冲 了解造成电路错误动作的原因 传统的取样技术受限于内存有限 在长时间数 据搜集时 示波器会自动降低取样率 以避免未捕捉到一个完整波形以前 内存就已经满了 欲利用拥有 50K 内存的示波器撷取一毫秒 ns 的数据 取样率应为 50MSa sec 如此一来 只能碰巧才能 捕捉到一个 2 5ns 的窄脉波 峰值检测模式则是储存并显示每个取样周期中的最大值以及最小值 因此无论示波 器在何种扫描速率下 都可完全捕捉到 2 5ns 的窄脉波 在长时间观察波形时 峰值检测模式是最有用的 不过 若要测量峰值变化的上升时间 脉冲宽度等详细 的参数分析 则必须利用高取样率配合毛刺触发 捕捉无失真的波形来观察 毛刺触发 毛刺触发 GlitchGlitch triggertrigger 毛刺是信号上不想要的电压改变 是数字电路中特别常见的问题 虽然有些电路可以允许这些毛刺的存在 但大部份电路却会因为毛刺而产生误动作 造成系统不正常 因此如何辨别毛刺并将其捕捉下来进一步分析 便 成为一个重要的课题 要如何才能分析隔十小时才会发生一次的毛刺呢 我们不可能一直守候在仪器旁 仪器也没有足够的内存 来储存数十小时的所有数据 因此必须告诉它要在毛刺时作触发 将整个毛刺前后的数据撷取下来 以分析毛 刺发生的原因 例如不同路径 trace 间的电容耦合 电源涟波 组件上之高瞬态电流 或其它各种可能的事 件 因此配合毛刺触发 可在快速时间下利用示波器的高取样速率 仔细捕捉 分析可疑的干扰 此外 用逻辑分析仪亦可达到类似的功能 在逻辑分析仪的时序分析中 如果信号在两个相邻取样点间 通 过门限电压 threshold 两次 便定义并记录为毛刺 这样很容易便可捕捉到恼人的毛刺了 值得注意的是 逻辑分析仪中的 毛刺触发 功能启用时 仪器会内定一个最高的辅助取样速率 例如 1Gsa sec 根据定义 判断是否存在毛刺 不过显示在逻辑分析仪上的仍为内存所储存的数据 也就是将原取样速度之取样结果 再加 上毛刺的记录 然而逻辑分析仪的 1 bit 分辨率只能有 0 与 1 的数字基准 若要重建实际波形则可配合逻辑分析 仪中的示波器模块做同步 synchronize 来观察 12 压控晶体振荡器选用中的几个问题压控晶体振荡器选用中的几个问题 摘要本文介绍了压控晶体振荡器电参数的特点以及选用时注意的问题 关键词压控晶体振荡器 1 前言 压控晶体振荡器 VCXO 是通过红外加控制电压使振荡效率可变或是可以调制的石英晶体振荡器 VCXO 主要由石英谐振器 变 容二极管和振荡电路组成 其工作原理是通过控制电压来改变变容二极管的电容 从而 牵引 石英谐振器的频率 以达到频率调 制的目的 VCXO 大多用于锁相技术 频率负反馈调制的目的 VCXO 大多用于锁相技术 频率负反馈系统及频率调制 已是通信机 移动电话 寻呼机 全球定位系统 GPS 等众多电子应用系统必不可少的关键部件 VCXO 允许频率控制的范围比较宽 牵引度一般为 35 50 10 6 实际可达 200 10 6 随着现代无线通信系统向高频 宽带 便携式方向发展 要求 VCXO 具有高频 高性能 频率范围宽 线性度好 频率稳定度 优 频率牵引误差小 噪声低和封装尺寸小等特性 世界上各先进国家竞相开发与生产高水平的产品来满足日益增长的市场需求 表 1 为美国十大著名 VCXO 厂商生产的 VCXO 品种 性能和价格 1 VCXO 技术规范中列有多项性能参数 这些参数往往是相互关联的 我们不能一味追求某些参数的高指标而忽视由此引起的其它 参数的劣化 例如 VCXO 允许的频率控制范围就是有限制的 一般来说 如果要求 VCXO 有较大的牵引度 则它在工作温度范围内 的频率稳定度就较差 反之 如果对频率稳定度要求高 就很难得到较大的牵引度 200 10 6 因此 正确了解 VCXO 的技 术规范和使用要求 对于在设计上用好这种器件是很关键的 下面我们将介绍 VCXO 电参数的特点和选用时应注意的问题 2 VCXO 的确定 首先 要弄清楚具体应用场合是需要 VCXO 还是一般的振荡器 当设计人员希望通过外加控制电压来对振荡器的频率作小范围 的调谐时 就应选用