高稳定度直流电源+24V设计

毕毕业业设设计计说说明明书书 高稳定度直流电源设计高稳定度直流电源设计 专业专业电气工程及其自动化 学生姓名学生姓名 班级班级 学号学号 指导教师指导教师 完成日期完成日期 高稳定度直流电源设计 2011 高稳定度直流电源设计高稳定度直流电源设计 摘 要 叙述开关电源的发展与现状 简要介绍开关电源的分类 发展动向及其 意义 阐述了直流开关电源的结构和工作原理 对开关电源的主电路和控制回路进 行设计 在主电路的输入回路中整流电路采用单相桥式整流 其中还设计了低通滤 波电路 整流滤波电路和其他形式的滤波电路 此设计中功率转换电路采用半桥型 DC DC 变换器 这是开关电源的核心部分 对此部分进行了重点分析和设计 控制 电路采用电压型 PWM 控制 控制器采用开关电源集成控制器 SG3525A 并对其特 点 结构和工作原理作了简单介绍 对于系统的结构也进行了重点设计 并对其各 个部分进行了元器件的选择和参数计算 其他部分还设计了保护电路和辅助电源电 路 最后 用 MATLAB 仿真软件对主电路进行仿真测试 通过仿真测试结果对该 直流电源设计的合理性进行判断 视其稳定性是否符合设计要求 关键词 DC DC 变换器 PWM 控制 SG3525A MATLAB 仿真 高稳定度直流电源设计 2011 Design of High Stability DC Power Supply Abstract Describing the development and current situation of switching power supply switching power supply briefly introduced the classification development trend and its significance DC switching power supply described the structure and working principle of the switching power supply of the main circuit and control circuit design In the main input loop circuit using single phase rectifier bridge rectifier circuit which also designed the low pass filter circuit the rectifier filter circuit and other forms of filter circuit This design half bridge type power conversion circuit using DC DC converters switching power supply which is the core of the focus of this part of the analysis and design PWM control circuit with voltage control switching power supply controller with integrated controller SG3525A and its characteristics structure and working principle is briefly introduced the structure of the system carried on the key design and the various parts of the element of its Device selection and parameter calculations Also designed to protect other parts of the circuit and the auxiliary power supply circuits Finally the main circuit simulation software MATLAB simulation test the simulation results of the DC power to judge the rationality of the design depending on whether it meets the design requirements of its stability Key Words DC DC transformer PWM control SG3525A MATLAB Simulation 高稳定度直流电源设计 2011 目目 录录 1 概述 1 1 1 开关电源的发展与现状 1 1 2 开关电源的分类 2 1 3 开关电源的发展动向及其意义 3 2 总体设计方案 4 2 1 设计方案的提出 4 2 2 方案的论证 5 3 开关电源输入回路的设计 6 3 1 低通滤波电路的设计 6 3 2 整流滤波电路的设计 6 3 3 其他形式滤波电路 8 3 4 稳压电路 9 3 5 参数计算以及元器件的选择 10 4 DC DC 变换器的设计 12 4 1 控制方式的选择 12 4 2 功率转换电路的选择 12 4 3 参数的计算 14 4 3 1 变压器设计 14 4 3 2 电感的参数计算 15 4 3 3 二极管和电容器的选择 15 4 3 4 开关管的选择 16 5 控制电路的设计 18 5 1 控制模式的选择 18 5 2 开关电源集成控制器 20 5 2 1 SG3525A 的特点 20 5 2 2 SG3525A 的引脚介绍 20 5 2 3 SG3525A 芯片的工作原理 21 5 2 4 SG3525A 的基本功能 22 5 3 保护电路的设计 24 5 4 辅助电源电路 28 6 MATLAB 仿真测试 29 7 结束语 31 参考文献 32 致 谢 33 附 录 34 附录 1 开关电源原理图 35 附录 2 系统仿真图 36 高稳定度直流电源设计 2011 1 高稳定度直流电源设计 1 概述 随着电力电子技术的发展 电力电子设备与人们工作 生活的关系日益密切 而电子设备都离不开可靠的电源 进入 80 年代计算机电源全面实现了开关电源化 率先完成计算机的电源换代 进入 90 年代开关电源相继进入各种电子 电器设备 领域 程控交换机 通讯 电子检测设备电源 控制设备电源等都已广泛使用了开 关电源 更促进了开关电源技术的迅速发展 开关电源是利用现代电力电子技术 控制开关晶体管开通和关断的时间比率 维持稳定输出电压的一种电源 开关电源 一般由脉冲宽度调制 PWM 控制 IC 和 MOSFET 构成 开关电源和线性电源相比 其成本低 效率高 体积小 重量轻 电源输出组数多 极性可变等诸多优点 这 些使得开关电源在现在生产和生活中得到广泛应用 1 1 开关电源的发展与现状 1955 年美国的科学家罗耶 G H Royer 首先研制成功了利用磁芯的饱和来进 行自激震荡的晶体管直流变换器 此后 利用这一技术的各种形式的晶体管直流变 换器不断地被研制和涌现出来 从而取代了早期采用的寿命短 可靠性差 转换效 率低的旋转式和机械振子式换流设备 由于晶体管直流变换器中的功率晶体管工作 在开关状态 所以由此而制成都的开关稳压电源输出组数多 极性可变 效率高 体积小 重量轻 因而被广泛应用于计算机 通信 航天 家电等领域中 开关稳压电源简称为开关电源 switching power supply 发展已有 50 余年 经 历了三个重要发展阶段 第一个阶段是功率半导体器件从双极型器件 BPT SCR GTO 发展为 MOS 型器件 功率 MOSFET IGBT IGCT 等 使电力电子系统有可能实现高频化 并大幅度降低导通损耗 电路也更为简单 第二个阶段自 20 世纪 80 年代开始 高频化和软开关技术的研究开发 使功率 变换器性能更好 重量更轻 尺寸更小 高频化和软开关技术是过去 20 年国际电 力电子界研究的热点之一 第三个阶段从 20 世纪 90 年代中期开始 集成电力电子系统和集成电力电子模 块 IPEM 技术开始发展 使得开关电源更加小巧 简单 当今 随着半导体技术和微电子技术的高速发展 集成度高 功能强大的大规 模集成电路的不断出现 使得电子设备的体积在不断地缩小 重量不断地减轻 所 以从事这方面研究和生产的人们对开关电源中开关变压器还感到不是十分理想 他 们正致力于研制出效率更高 体积更小 重量更轻的开关变压器或者通过别的途径 来取代开关变压器 使之能够满足电子仪器和设备微小型化的需要 还有 开关电 源的效率是与开关管的变换速度成正比的 并且开关稳压电源中由于采用了开关变 高稳定度直流电源设计 2011 2 压器以后 才能使之由一组输入得到极性 大小各不相同的多组输出 要进一步提 高开关电源的效率 就必须提高电源的工作频率 但当频率提高以后 对整个电路 中元件又有了新的要求 此外 在开关稳压电源中的开关管工作在开关状态 其交 变电压和电流会通过电路中的元器件产生较强的尖峰干扰和谐振干扰 这些干扰会 污染市电电网 影响邻近的电子仪器及设备的正常工作 随着开关稳压电源电路和 抑制干扰措施的不断改进 开关电源的这一缺点得到了进一步的克服 可以达到不 防碍一般的电子仪器 设备和家用电器正常工作的程度 但是 在一些精密的电子 仪器中 由于开关电源的这一缺点 却使它不能得到使用 克服这些缺点 是当今 从事开关稳压电源科研人员必须解决的问题 不过 随着电力和电子技术的飞跃发 展 已经有了很大的突破 相信这些问题以后都会一一得到解决的 1 2 开关电源的分类 人们在开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件 边开发开关变频技术 两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻 小 簿 低噪 声 高可靠 抗干扰的方向发展 开关电源可分为 AC DC 和 DC DC 两大类 DC DC 变换器现已实现模块化 且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化 并已得到用户的认可 但 AC AC 的模块化 因其自身的特性使得在模块化的进程 中 遇到较为复杂的技术和工艺制造问题 以下分别对两类开关电源的结构和特性 作以阐述 A DC DC 变换 DC DC 变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压 也称为直流斩波 斩 波器的工作方式有两种 一是脉宽调制方式 PWM Ts 不变 改变 ton 通用 二 是频率调制方式 PFM ton 不变 改变 Ts 易产生干扰 其具体的电路由以下几 类 a Buck 电路 降压斩波器 其输出平均电压 Uo 小于输入电压 Ui 极性相 同 b Boost 电路 升压斩波器 其输出平均电压 Uo 大于输入电压 Ui 极性相 同 c Buck Boost 电路 降压或升压斩波器 其输出平均电压 Uo 大于或小于输 入电压 Ui 极性相反 电感传输 d Cuk 电路 降压或升压斩波器 其输出平均电压 Uo 大于或小于输入电压 Ui 极性相反 电容传输 当今软开关技术使得 DC DC 发生了质的飞跃 美国 VICOR 公司设计制造的多 种 ECI 软开关 DC DC 变换器 其最大输出功率有 300W 600W 800W 等 相应 的功率密度为 6 2 10 17 W cm3 效率为 80 90 NemicLambda 公司最 新推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块 RM 系列 其开关频率为 200 300 khz 功率密度已达到 27W cm3 采用同步整流器 MOSFET 代替肖特 基二极管 是整个电路效率提高到 90 B AC DC 变换 高稳定度直流电源设计 2011 3 AC DC 变换是将交流变换为直流 其功率流向可以是双向的 功率流由电源流 向负载的称为 整流 功率流由负载返回电源的称为 有源逆变 AC DC 变换器输 入为 50 60Hz 的交流电 因必须经整流 滤波 因此体积相对较大的滤波电容器是 必不可少的 同时因遇到安全标准 如 UL CCEE 等 及 EMC 指令的限制 如 IEC FCC CSA 交流输入则必须加 EMC 滤波及使用符合安全标准的无件 这 样就限制 AC DC 电源体积的小型化 另外 由于内部的高频 高压 大电流开关 动作 使得解决 EMC 电磁兼容问题难度加大 也就对内部高密码安装电路设计提 出了很高的要求 由于同样的原因 高电压 大电流开关使得电源工作消耗增大 限制了 AC DC 变换器模块化的进程 因此必须采用电源系统优化设计方法才能使 其工作效率达到一定的满意程度 AC DC 变换按电路的接线方式可分为 半波 全 波电路 1 3 开关电源的发展动向及其意义 开关电源的发展方向是高频 高可靠 低耗 低噪声 抗干扰和模块化 由于 开关电源轻 小 簿的关键技术是高频化 因此国外各大开关电源制造商都致力于 同步开发新型高智能化的元器件 特别是改善二次整流器作的损耗 并在功率铁氧 体 Mn Zn 材料上加大科技创新 以提高在高频率和较大磁通密度 Ba 下获得 高的磁性能 而电容器的小型化也是一项关键技术 SMT 技术的应用使得开关电源 取得了长足的进展 在电路板两面布置元器件 以确保开关电源的轻 小 簿 开 关电源的高频化就必然对传统的 PWM 开关技术进行创新 实现 ZVS 零电压型 ZCS 零电流型 的软开关技术已成为开关电源的主流技术 并大幅提高了开关电 源工作效率 对于高可靠性指标 美国的开关电源生产商通过降低运行电流 降低 结温等措施以减少器件的应力 使得产品的可靠性大大提高 模块化是开关电源发展的总体趋势 可以采用模块化电源组成分布式电源系统 针对开关电源运行噪声大这一缺点 若单独追求高频化其噪声也必将随着增大 而 采用部分谐振转换电路技术 在理论上即可实现高频化又可降低噪声 但部分谐振 转换技术的实际应用仍存在着技术问题 故仍需在这一领域开展大量的工作 以使 得该项技术得用实用化 电力电子技术的不断创新 使开关电源产业有着广阔的发展前景 要加快我国 开关电源产业的发展速度 就必须走创新之路 走出有中国特色的产学研联合发展 之路 为我国国民经济的高速发展做出贡献 高稳定度直流电源设计 2011 4 2 总体设计方案 高稳定度直流电源设计一文就是要设计一个在工频电网电压变化较大时 仍能 保证有较稳定的输出电压的开关电源 其系统要求为 输入电压为 220 20 即 85V 265V 输出功率为 288W 24V 12A 开关电源工作频率为 min V max V 100kHz 效率85 占空比为 50 max D 2 1 设计方案的提出 方案一 本功率直流电源系统由开关电源的主电路和控制电路两部分组成 主电路主要 处理电能 控制电路主要处理电信号 采用负反馈构成一个自动控制系统 开关电 源采用 PWM 控制方式 通过给定量和反馈量的比较得到偏差 并通过数字 PID 调 节器控制 PWM 输出 从而控制开关电源的输出 其中 PID 调节和 PWM 输出都 由单片机系统采用软件控制 系统硬件部分由输入输出整流滤波电路 功率变换部分 驱动电路 单片机系 统和辅助电路等几部分组成 图 2 1 为单片机控制功率直流电源结构框图 图 2 1 单片机控制功率电源结构框图 从图 2 1 中可以看到 50Hz 220V 的交流电经电网滤波器消除来自电网的干 扰 然后进入到输入整流滤波器进行整流滤波 变换成直流电压信号 该直流信号 通过功率变换电路转化成高频交流信号 高频交流信号再经输出整流滤波电路转化 成直流电压输出 控制电路采用 PWM 脉宽调制方式 由单片机产生的脉宽可调的 PWM 控制信号经驱动电路处理后 驱动功率变换电路工作 利用单片机高速 ADC 转换通道定时采集输出电压 并与期望值比较 根据其误差进行 PID 调节 电压采 集电路实现了直流电压 Vo的采集 并使其与 A D 转换器的模拟输入电压范围匹配 在开关电源发生过压 过流和短路故障时 保护电路对电源和负载起保护作用 辅 助电源为控制电路 驱动电路等提供直流电源 方案二 基本的隔离式开关电源的原理框图如图 2 2 所示 a 交流输入 是经 EMI 滤波器后由一次整流平滑部分 二极管整流桥与平滑 功率转换整流滤波整流滤波电网滤波 单片机传感器 驱动 保护 Vo 50 Hz 220V 辅 助 电 源 高稳定度直流电源设计 2011 5 电容器 转换为直流电力后供应至 DC DC 变换器部分 b DC DC 变换器电路 是经由可使直流转换为高频交流的逆变器与再使高频 交流二次整流为直流用的快速二极管和扼流圈 电解电容器所构成的二次整流平滑 电路 即向负载中供应直流电 控制电路部分 是执行由 误差比较放大器 电 压电路取样电路 等部分所构成 这里主要是由控制集成器完成逆变器部分的控制 外加保护电路和辅助电源设备 图 2 2 开关电源基本原理图 交流输入到电路滤波器 后用二极管和电容器对输入进行整流平滑 并把这种 直流电用开关元件变换成脉冲状交流电 这种电源方式先将部分直流输出电压通过 比较电路和基准电压进行比较 其误差电压经占空比控制电路反馈 然后再通过控 制开关元件的占空比调整输出电压 另外 作为电源电路结构的一部分 还须有防 止外加输入电压时的冲击电流和过流保护等各种功能 这些功能都要跟主电路变换 方式协调 2 2 方案的论证 本设计要求开关频率为 100kHz 如果要采用方案一的话 这就要求单片机的 工作频率要很高 要求运算速度很快而且能够输出足够高频率的 PWM 波 这样的 单片机显然价格也高 会使整个开关电源的成本提高 单片机的缺点在于动态响应 不够好 会使系统的稳定度不够高 而且除了硬件电路的设计还有软件部分的设计 使整个设计工作变得有点复杂 方案二中只涉及到硬件部分 设计内容稍微简单些 而且采用高频开关元件 可以满足本设计的工作频率要求 并且通过反馈电路来控制开关元件的占空比 使 开关电源的动态响应要好 稳定度高 经过以上论证比较 方案二相对要好 所以本设计采用方案二 EMI 滤波器 功率转换 2次整流 平滑电路 DC 电压电流 取样电路 控制电路 辅助 电源 保护电路 AC Vo 1次整流 平滑电路 高稳定度直流电源设计 2011 6 3 开关电源输入回路的设计 开关电源输入回路包括低通滤波和桥式整流滤波两大部分 虽然都是 滤波 但它们的作用 功能不同 采用的方法也不一样 3 1 低通滤波电路的设计 低通滤波回路是开关电源输入的 大门 电源电力就是经低通滤波进入的 它有两个作用 第一 防止输入电源窜入噪声干扰 同时还要抑制浪涌电压 尖峰 电压的进入 第二 阻止 限制开关电源所产生的噪声 高频电磁干扰信号通过输 入电线馈进入电网 低通滤波电路一般分单级低通滤波电路和双级串联式低通滤波 电路 本设计采用单级型低通滤波电路 如图 3 1 所示 图 3 1 单级低通滤波电路 该电路有两个输入端 两个输出端和一个接地端 使用时外壳应接通大地 电 路包括共模扼流圈 L1 滤波电容器 C1 C4 从理论上说 电路的电抗是阻抗 感 抗 容抗的矢量和 要想使电磁干扰不大于 8dB uV 必须选用合适的电感 电容 以最大限度地提高电路抗干扰能力 L1对串模干扰不起作用 但当出现共模干扰时 由于两个线圈的磁通方向相同 经过耦合后总电感量迅速增大 因此对共模信号呈 现很大的感抗 使之不易通过 故称作共模扼流圈 这里 L1取 8mH C1 C2采用 薄膜电容器型号为 CL21 取值为 0 01uF 它们主要用来滤除串模干扰 C3 C4跨接 在输出端 经过电容分压后接地 能有效地抑制共模干扰 C3 C4宜选用型号为 CC 型陶瓷电容器 容量范围是 2200 4700pF 为了减小漏电流 电容量不要超过 4700pF 这里取 2200pF C1 C4的耐压值均为 630V 3 2 整流滤波电路的设计 整流滤波电路的功能是将交变电能变换为脉动直流 并对其平滑以满足负载要 求 A 单相半波可控整流电路 单相半波整流 4 电路如下图 3 2 所示 图中 Tr为电源变压器 用来将市电 220V 交流电压变换为整流电路所要求的交流低电压 同时保证直流电源与市电电 源有良好的隔离 设 V 为整流二极管 令它为理想二极管 RL为要求直流供电的 负载等效电阻 L N L1 输出 输出 接大地 C1 C2 C4 C3 高稳定度直流电源设计 2011 7 u1 u2 Tr uD RL uo iD io V a b 22 22 0 2 2 2sin 1 2sin 0 45 2 0 45 2 O DO L RM uUt UUt dtU U II R UU 变压器二次变压 输出电压的平均值 流过二极管的平均电流 二极管承受的反向峰值电压 图 3 2 a 半波整流电路 b 输出波形 B 单相桥式整流电路 为了克服半波整流的缺点 常采用桥式整流电路 如下图所示 图 3 3 中 V1 V2 V3 V4四只整流二极管接成电桥形式 故称为桥式整流 C 工作原理和输出波形 设变压器二次电压 u2 U2sin t 波形如电压 电流波形图 a 所示 在 u2的正2 半周 即 a 点为正 b 点为负时 V1 V3承受正向电压而导通 此时有电流流过 RL 电流路径为 a V1 RL V3 b 此时 V2 V4因反偏而截止 负载 RL上得到 一个半波电压 如电压 电流波形图 b 中的 0 段所示 若略去二极管的正向压 降 则 u0 u2 电压 电流波形在 u2的负半周 即 a 点为负 b 点为正时 V1 V3因反偏而截止 V2 V4正偏而导通 此时有电流流过 RL 电流路径为 b V2 RL V4 a 这时 RL上得到一个与 0 段相同的半波电压如电压 电流波形图 b 中的 2 段所示 若略去二极管的正向压降 u u2 由此可见 在交流电压 u2的整个周期始终有同向电流流过负载电阻 RL 故 RL上 得到单向全波脉动的直流电压 可见 桥式整流电路输出电压为半波整流电路输出 电压的两倍 所以桥式整流电路输出电压平均值为 U 2 0 45U2 0 9U2 桥式整流 电路中 由于每两只二极管只导通半个周期 故流过每只二极管的平均电流仅为负 载电流的一半 在 u2的正半周 V1 V3导通时 可将它们看成短路 这样 V2 V4 就并联在 u2上 其承受的反向峰值电压为 URM U2 同理 V2 V4导通时 2 高稳定度直流电源设计 2011 8 V1 V3截止 其承受的反向峰值电压也为 URM U2 二极管承受电压的波形如2 电压 电流波形图 d 所示 桥桥式式整整流流电电路路电电压压 电电流流波波形形 桥桥式式整整流流电电路路图图 桥桥式式整整流流电电路路简简化化电电路路图图 u2 RL a b c d u1 Tr uo io u2 RL a b c d u1 Tr uo io V2 V1 V3 V4 iD1 iD3 图 3 3 桥式整流电路及波形 由上图可见 在交流电压 U2的整个周期始终有同方向的电流流过负载电阻 RL 故 RL上得到单方向全波脉动的直流电压 可见 桥式整流电路输出电压为半 波整流电路输出电压的两倍 桥式整流电路与半波整流电路相比较 其输出电压 UO提高 脉动成分减小了 3 3 其他形式滤波电路 A 电感滤波电路 电路如下图所示 电感 L 起着阻止负载电流变化使之趋于平直的作用 直流分量 被电感 L 短路 交流分量主要降在 L 上 电感越大 滤波效果越好 一般电感滤波 电路只使用于低电压 大电流的场合 B 型滤波 为了进一步减小负载电压中的纹波可采用 型 LC 滤波电路 由于 C1 C2 对 交流容抗小 而电感对交流阻抗很大 因此 负载 RL上的纹波电压很小 高稳定度直流电源设计 2011 9 u2 RL L u2 RL C1 C2 L a b 图 3 4 a 电感滤波电路 b 型 LC 滤波电路 3 4 稳压电路 晶体管稳压电路根据晶体管与负载的连接方式分为串联型和并联型 本节主要 介绍串联型稳压电路 1 20 21 简单的串联型稳压电路如图 3 5 a 所示 电路中 R 和 VDZ构成稳压管稳压 电路 为晶体管 VT1的基极提供基准电压 电路的稳压过程如下 当负载不变 输 入电源 Ui增加时 输出电压 UO有增大的趋势 由于 VT1基极电位被稳压管的 Uz 固定 故 UO的增加将使 VT1发射极上正向偏压降低 基极电流减小 从而使 VT1 的集射极间的等效电阻增大 UCE增加 于是抵消了 Ui的增加 使 UO基本保持不 变 当输入电压 Ui不变 而负载电流变化时 其稳压过程可类似分析 该电路存在两个问题 其一 该电路是用输出电压的变化部分直接去调控晶体 管的基极 故控制作用小 稳压性能较差 其二 输出电压固定不变 图 3 5 b 是具有放大电路的串联型稳压电路 电路中 R1 RP1 R2组成取样 电路 当输出电压变化时 取样电路将其变化量的一部分送到比较放大管 VT2的基 极 基极电压能反映输出电压的变化 成为取样电压 取样电阻不宜过大 也不宜 过小 若太大 控制灵敏度下降 若太小 带负载能力减弱 R 和 VDZ为基准稳压电路 给 VT2发射极提供基准电压 确保 VDZ的合适的 工作电流 VT2为比较放大管 Rc既是 VT2的集电极负载电阻 又是 VT1的基极偏置电阻 比较放大管 VT2的作用是将输出电压的变化量先放大 然后加到调整管 VT1的基极 控制 VT1工作 提高了控制的灵敏度和输出电压的稳定性 VT1为调整管 它与负载串联 故称此电路为串联型稳压电路 晶体管 VT1受 比较放大管 VT2的控制 集射极间相当于一个可变电阻 用来抵消输出电压的波动 工作原理简介如下 当负载电阻 RL不变 输入电压 Ui减小时 输出电压 UO 有下降趋势 通过取样电阻的分压比使比较放大管 VT2的基极电位 UB2下降 而 VT2的发射极电压不变 UE2 UZ 因此 UBE2也下降 于是比较放大管 VT2导通 能力减弱 UC2升高 晶体管 VT1导通能力增强 晶体管 VT1集射极间等效电阻 RCE1减小 管压降 UCE1下降 是输出电压 UO上升 保证了 UO基本不变 当输入 电压 Ui不变 负载电阻 RL增大时 其稳压过程可类似分析 由此看出 稳压过程 高稳定度直流电源设计 2011 10 实质上是通过负反馈使输出电压维持稳定的过程 RLUO VT1 IiIo Ui IZ VDZ UZ a UBE2 RC IRC IC1 VT1 IE1 IB1 UBE1 IC2 VT2 IB2 VDZ UZ R I1 I0 R1 RP1 RL UO I2R2 RP1 RP2 b Ui a 简单的串联型稳压电路 b 具有放大电路的串联型稳压电路 图 3 5 晶体管稳压电路 3 5 参数计算以及元器件的选择 RS C5 EI VI VD1 VD4 RT1 RLC 图 3 6 整流电路等效电路图 如图 3 6 所示 是整流电路的等效电路 其中 RS为输入低通滤波等效电阻 RLC为输出电容的负载阻抗 开关电源的输入电压为 220 20 即 85V 265V 输出功率 min V max V 为 288W 24V 12A 设开关电源工作频率为 100kHz 效率为 85 占空比 50 max D 输入最低直流电压 V 3 1 10018 185 min I V 由根据和关系曲线查得 1 18 I E I V I V I E 输入电功率 W 3 2 8 338 85 288 oi PP 输入有效电流 A 3 3 88 2 100 288 min Iods VPI 输入回路平均电流 A 3 4 44 1 5 088 2 max DII dsdc 电容的负载电阻 RLC为 高稳定度直流电源设计 2011 11 3 5 6944 1 100 mindcILC IVR 如图 3 6 所示 RS为输入低通滤波电阻设定其值为 3 0 则 3 6 04 0 69 0 3 LCS RR V 3 7 37526522 maxmax VVI 根据交流输入电流有效值与输出平均电流之间的关系曲线和交流输入电流峰值 与输出平均电流之间的关系曲线分别求得交流输入电流有效值 Iac和交流输入电流峰 值 Iacp 因为它是全波整流 故比例系数 K 取 2 3 8 02 0 692 0 3 LCS RKR 由关系表查出 则3 1 dcac II A 3 9 86 1 43 1 3 13 1 dcac II 由关系表查出 则交流输入电流峰值 5 3 dcacp II A 3 10 0 544 1 5 35 3 dcacp II A 整流管参数计算 开关电源的整流桥是由 4 只二极管组成的 每两只二极管串起来完成交流电压 半周整流 因此 每只二极管中流过的电流只有整个电流平均值的一半 每个二 D I 极管所承担电压是最大反向电压的一半 即 从上面计算得知 max 2 2 ID VV 输入回路的峰值电流 Iacp 5 0A 输入回路的最大输入峰值直流电压 V 3 11 75023752652222 max 2 max I VV 选用二极管型号为 IN5407 它的最高反向工作电压为 800V 额定整流电 RM V 流为 3 0A 完全能满足本设计的开关电源对整流二极管的要求 F I B 电容参数计算 电容 C5可根据输出功率与滤波电容的比例系数 2 0 进行计算 uF 3 12 6 677 8 3380 2 5 i PKC 所以电容选 680uF 若变换器确定的最高温度为 60 机内温升为 15 电容器工作环境温度为 75 环境温度为 75 时 补偿系数 K 为 1 32 50 允许纹波电流为 2 0A 则 A 3 13 64 2 32 1 0 232 1 5075 rr II 电容所承受的电压是最大输入电压的倍 即 V 所以电容23752265 C5选用容量为 680uF 耐压为 400V 温度为 105 的电解电容 在环境温度为 75 时 承受最高电流为 2 64A 高稳定度直流电源设计 2011 12 4 DC DC 变换器的设计 4 1 控制方式的选择 按时间比率控制原理 开关电源有三种调制方式 即脉冲宽度调制方式 脉冲 频率调制方式和混合调制方式 A 脉冲宽度调制方式指开关周期恒定 通过改变脉冲宽度来改变占空比的方 式 因为周期恒定 滤波电路的设计容易 但受最小未通时间的限制 输出端需接 假负载 B 脉冲频率调制方式是指导通脉冲宽度恒定 通过改变开关工作频率来改变 占空比的方式 因为 ton T 可以在很宽的范围内变化 输出电压的可调范围也较 PWM 方式大 同时 只需极小的假负载 当然 滤波电路要能在较宽的频率范围 内正常工作 因而 滤波器体积较大是其不足之处 C 混合调制方式是指导通脉冲宽度和开关工作频率均不固定 彼此都能改变的方 式 它是上两种方式的混合 ton和 T 相对地发生变化 在频率变化不大的情况下 可以得到非常大的可调范围的输出电压 因此 用来制作要求能宽范围调节输出电 压的实验室用电源非常合适 在开关电源三种调制方式中 脉冲宽度调制方式应用最普遍 因此本设计选用 此调制方式 4 2 功率转换电路的选择 A 推挽式功率转换电路 图 4 1 推挽型 DC DC 变换器主电路 推挽型 DC DC 变换器主电路如图 4 1 所示 是由两个单端正激开关电源电路 叠加而成的 所以它的输出电压是单个单端正激开关电源输出电压的两倍 即 4 1 NqUU io 2 试中 输入电源电压 i U n 高频变压器的匝数比 由于变压器的原边两绕组的匝数相等 即 副边两绕组的匝数也相等 1211 NN 即 所以 2221 NN 22122111 NNNNN L VD8 T C6 RL Uo VD7 IL Ui VT1 VT2 iD2 iD1 iC2 iC1 N11 N12 N21 N22 高稳定度直流电源设计 2011 13 q 功率管的导通时间 Ton和周期 T 之比 不是输出回路中方波脉冲电压的占空 比 因此在此电路中 加于输出回路的方波脉冲的周期为 T 2 并不是 T 优点 输出功率比较大 驱动电路简单 缺点 会因磁芯饱和出现集电极电流尖峰而导致晶体管损坏 高频变压器的利 用率差 由于高频变压器原边每一绕组只有一半时间工作 故其利用率差 对功率 管的耐压要求高 A 半桥式功率转换电路 为了克服推挽型 DC DC 变换器的缺点 可用两只容量 耐压都相同的电容器 C7 C8和两只特性相同的 MOSFET 功率管 VT1 VT2组成一电桥 输入电源电压 Ui加于电桥一对角线的两端点上 而高频变压器的原边绕组则接在电桥另一对角线 的两端点上 高频变压器副边的输出回路维持推挽型 DC DC 变换器原来的接法不 变 经这样改接后的电路称为半桥型 DC DC 变换器电路 如图 4 2 所示 在图中 C7和 C8上的电压相等 而且等于输入电源电压的一半 即 Ui 2 在此 电路中 当功率管 VT1被驱动导通时 电容 C7两端电压便通过功率管 VT1加到高 频变压器原边绕组 N1两端 此时 变压器原边绕组 N1两端电压和电容 C11两端电 压相等 都等于输入电源电压 Ui的一半 其极性为下正上负 当功率管 VT1截止 VT2被驱动导通时 电容 C8两端的电压通过功率管 VT2加到变压器原边绕组 N1的 两端 使绕组 N1两端电压极性反向 即上正下负 其值也等于输入电源电压 Ui的 一半 因此 功率管 VT1 VT2轮流导通 截止时 在高频变压器原边绕组 N1两端 便产生一幅值为 Ui 2 的正负方波脉冲电压 此脉冲电压通过高频变压器传递到副边 再经整流二极管整流 储能电感 L 及电容 C6滤波后向负载供电 图 4 2 半桥型 DC DC 变换器主电路 图 4 2 所示的半桥型 DC DC 变换器电路中 当开关管 VT1 或 VT2 导通时 加 于变压器原边绕组上的电压是电容器 C7 或 C8 两端的电压 在电路中 若由于 开关管 VT1和 VT2特性不一致 从而引起开关管 VT1的导通时间比开关管 VT2的长 则电容 C7两端的平均电压就会比电容 C8两端的低 故 VT1导通时 加于变压器原 边绕组两端电压的幅值 就会比 VT2导通时的要低 从而就能够使加到变压器原边 绕组两端正负方波的伏 秒积分始终维持相等 因此 这种电路的抗不平衡能力是 L Uo VT1 VD7 C6 Ui C8 C7 N22 N1 N21 VT2 VD8 VD5 VD6 RL T1 高稳定度直流电源设计 2011 14 比较强的 半桥型 DC DC 变换器的优点 a 高频变压器利用率高 b 推挽型 DC DC 变换器的高频变压器原边每一绕组 在一个周期内仅工作半 个周期 而在此电路中 高频变压器原边绕组在方波脉冲的正负半周都工作 故其 变压器的利用率比推挽型 DC DC 变换器的高 c 截止开关管极间承受的电压低 当开关管 VT1导通 VT2截止时 若忽略不 计 VT1的管压降 则加于开关管 VT2的极间电压就等于输入电源电压 Ui 同理 当 晶体管 VT2导通 VT1截止时 开关管 VT1极间承受的电压也是 Ui 而在推挽型 DC DC 变换器中 截止开关管极间承受的电压为 2Ui 缺点 由于变压器原边绕组上施加的方波电压幅值只是输入电源电压的一半 故与推挽型电路相比 在输入电流 Io相同情况下 其输出功率要小一半 因此该电路适用于输出功率小的开关电源 采用该电路作为 DC DC 变换器正 好符合本设计的要求 4 3 参数的计算 4 3 1 变压器设计变压器设计 输出功率为 288W 24V 12A 设开关电源工作频率为 100kHz 效率为 85 占空比 50 max D a 计算输入功率 W 4 2 8 33885 0 288 1 o PP 根据 3C8 磁性材料的磁芯特性表选定 A16 铁氧体材料 EE55 55 21 磁芯有效 截面积 Ae 354mm 因使用 EE55 55 21 的磁芯 生产厂家推荐的磁感应强度峰值在 100kHz 时为 60mT 则感应密度增量mH 0 12T 120 B b 最低初级直流电压的计算 前面已经算出最低初级直流电压为 V 4 3 100 Im in V V 4 4 4 141414 1 1002 Im inP VV 当占空比 D 为 0 5 时 us 4 5 5100000 5 0 max on t 初级匝数为 匝 4 6 1735412 0 5 4 141 1 eonp ABtVN c 每伏匝数 n 的计算 伏 匝 4 7 8318 817 4 141 n 设二极管管压降为 0 8V 整流滤波线圈压降为 1 2V 输出电压为 24V 则次级 绕组匝数为 4 8 13 3 318 8 2 18 024 2221 NNNS 这里取 4 匝 高稳定度直流电源设计 2011 15 4 3 2 电感的参数计算电感的参数计算 扼流圈在开关电源输出电路中的作用 不仅是扼制输出电流的纹波 而且对次 级电感反激给初级促使开关翻转的速度起着重要作用 变压器次级输出电压 V2按下列计算 V 4 9 525 0 8 02 124 min2 DVVVtTVVVV FLoonFLo 首先计算输出扼流圈的电感量 4 10 maxmaxmin2 onoF tLVVVL 式中 L 为输出扼流圈的电感 uH 这里为输出电流 Io的 10 30 从扼流 L I 圈的外形尺寸 成本 过渡响应等方面考虑 以为 Io的 25 进行计算 L I A 4 11 325 0 1225 0 oL II uH 4 12 07 9 3 248 052 maxmin2 L oF I VVV L 所以 采用 10uH 12A 的扼流圈 4 3 3 二极管和电容器的选择二极管和电容器的选择 a 换向二极管 在图 4 2 中和开关管 VT1 VT2并接的两只二极管 VD5 VD6称做换向二极管 它有两个作用 半桥型 DC DC 变换器在运行过程中 如负载突然开路 变压器的漏感和分布 参数形成的自激振荡 有可能在开关管的两端产生瞬间过压 使其反向击穿损坏 加入换向二极管后 两电极之间的电位最多只能高出 0 7V 左右 这样就防止了开 关管因反向导通而损坏 当开关管截止时 换向二极管 VD 能将开关管导通时变压器漏感储存的能量回 送到输入电源 同时还能消除漏感形成的尖峰电压 换向二极管应选快恢复型的二极管 其反向耐压应高于开关管所承受的最高电 压 当电网电压为 220V 时 无工频变压器半桥型 DC DC 变换器中的换向二极管反 向耐压一般应等于或高于 450V 因此换向二极管 VD5 VD6选择型号为 BUR160 VRM 600V b 整流二极管 流过整流二极管 VD7 VD8最大电流 4 13 usfDTDTON5 10100 5 0 3 A 4 14 7 07 9 5 24 4 17 2 18 1 265 2 min max L T U N U I ON o i DP 整流二极管最高反向电压 V 4 15 744 17 7 312 max NUU iDP 所以整流二极管 VD7 VD8选用型号为 MUR3020PT 的整流二极管 高稳定度直流电源设计 2011 16 c 电容 C7 C8 电容 C7 C8所承受的最高电压为输入电压的一半 即 V 4 16 2 maxi U1562 18 1 265 因此可选择耐压为 400V 这里选用两数值相等的钽电解电容器 470uF 400V d 输出滤波电容的计算 在输出的直流电压中包含有高频纹波和很小的二次文波成分 由于高频成分较 多 必须选用低阻抗 高频电解电容 选取主要依据是输出纹波满足下式要求 4 17 slCf R4 式中取 从而可以确定滤波电容 因一般的铝电解电1 10 ufC5 容的交流频率特性差 输出功率变化范围大时会造成输出电压波动大 因此 实际 选取 1 只 1000uF 电解电容 4 3 4 开关管的选择开关管的选择 开关电源中的功率开关晶体管是影响电源可靠性的关键器件 开关电源所出现 的故障中约 60 是功率开关晶体管损坏引起的 主电路中用作开关的功率管主要有 双极性晶体管和 MOSFET 两种 本开关电源中使用的功率开关是 MOSFET MOSFET 是一种依靠多数载流子 工作的单击型器件 不存在二次击穿和少数载流子的储存时间问题 所以具有较大 的安全工作区 良好的散热稳定性和非常快的开关速度 MOSFET 在大功率开关电 源中用作开关 比双击型功率晶体管具有明显的优势 MOSFET 是一种依靠多数载流子工作的典型场控制器件 由于它没有少数载流 子的存储效应 所以它适用于 100 200MHZ 的高频场合 从而可以采用小型化和 超小型化的磁性元件和电容器 MOSFET 具有负的电流温度系数 可以避免热不稳定性和二次击穿 MOSFET 从驱动模式上来分 属于电压控制器件 驱动电路设计比较简单 驱动功 率甚微 在启动活稳定工作条件下的峰值电流要比采用双极型功率晶体管小得多 MOSFET 的主要缺点是导通电阻 RDS on 较大 而且具有正温度系数 用在 大电流开关状态时 导通损耗较大 开启门限电压 VGS th 较高 一般为 2 4V 要 求驱动变压器绕组的匝数比采用双极型晶体管多 1 倍以上 功率开关管最大集电极电流 A 4 18 9 81002881 3 1 3 min iods UPI 功率开关管所承受的峰值电压 312 7 V 4 19 maxidsp UU 所以这里选用型号为 IRFP340 的功率管 MOSFET MOSFET 的加速 TR 关断驱动电路如右图 4 3 所示 高稳定度直流电源设计 2011 17 图 4 3 MOSFET 的加速 TR 关断驱动电路 在图中 Ns 为脉冲变压器次级驱动绕组 R 是 MOSFET 的栅极限流电阻 齐 纳二极管 DW1 DW2反向串联在一起 用于对 VT 的栅 漏极进行钳位 防止驱动 电压 Vgs过高而使 VT 击穿 这里选用齐纳二极管的型号为 2CW51 稳压值为 2 5 3 5V R 的阻值一般为 60 200 这里取 100 尽管 MOSFET 的输入阻抗很高 但仍会产生充电电流 R 值小 则开关速度高 只要栅极的驱动电压一撤消 就会 立刻截止 R DW1 DW2 NS T VT S D G 高稳定度直流电源设计 2011 18 5 控制电路的设计 5 1 控制模式的选择 A 电压模式控制 电压型 PWM 控制只有一个电压反馈闭环 采用脉冲宽度调制法 即将电压误 差放大器采用放大的慢变化的直流信号 Ue与恒定频率的三角波电压 Us上斜波相比 较 通过脉冲宽度调制原理 得到当时的脉冲宽度 ton 该信号经过驱动电路功率放 大得到开关管控制信号 Ug 如图 5 1 a 所示中的波形 逐个脉冲的限流保护电路 必须另外附加 当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时 因为主电路有较大的 输出电容 C 及电感 L 相移延时作用 输出电压