殷桂来-二极管钳位式三电平逆变器的研究.doc

二极管钳位式三电平逆变器的研究作者 殷桂来逆变器现在应用较多的方法有如下几种：（1）阶梯波调制阶梯波调制就是用阶梯波来逼近正弦波，是一种非常直观的方法。在阶梯波调制中，可以通过选择每一个电平持续时间的长短，来实现对低次谐波的消除和抑制。这种方法对功率器件的开关频率要求不高，因此可以采用低开关频率的大功率器件，控制简单，易于硬件实现，开关损耗小，转换频率高。缺点是由于开关频率比较低，输出电压谐波含量较高，波形质量差，不适用于对电压质量要求较高的场合。（2）正弦脉宽调制（SPWM）正弦脉宽调制（SPWM）其基本原理是使用几个三角波信号和一个参考信号（每相）比较，产生 SPWM 信号。通过将三角载波进行合适的移相，可以实现选定次数谐波的消除，该方法具有简单、直观等优点，此外，由于输出波形由方波改进为 PWM 波，减少了低次谐波，从而解决了电动机在低频区的转矩脉动问题，也降低了电动机的谐波损耗和噪声。其缺点是功率管的开关频率高，开关损耗大，装置效率低。（3）电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)1电压空间矢量调制起源于电机的控制，进而发展产生了电压空间矢量的概念。根据使用电压空间矢量方式的不同，电压空间矢量 PWM 法可以分为最近矢量法和比较判断式电压空间矢量法两类。由于最近矢量法模型简单、实现方便，得到了较为广泛的应用。电压空间矢量调制算法的基本原理是利用与参考电压最接近的3个开关矢量组合，并控制其作用时间，使一个控制周期内开关矢量输出的平均效果与参考矢量相同。应用于多电平逆变器时，所用的开关矢量更密集，控制更精确，输出电压更接近正弦波。但是对于多电平逆变器，关键问题要通过不同矢量的选取来保证中点电位在允许的波动范围之内，还要考虑矢量选择对中点电位的影响，同一种电压输出有不同的开关模式，不同的开关状态的组合对箝位电容的充放电过程有完全不同的影响，由此可以通过选择不同的开关过程来调整中点电位。另外，还要考虑开关损耗，特别是零矢量的选取。这就是优化电压空间矢量的基本原理。作为一种较为优越和广泛应用的多电平SVPWM 方法,其特点有：1)调制比范围大，能得到更好的电压输出；2)易于数字实现；3)母线电压利用率高等。但是该方法有一个很大的缺陷，当应用与五电平以上的电路时，其控制算法会变得非常复杂，因此对于五电平以上的多电平电路，采用级联型的主电路结构和三角载波PWM的控制方法也是一种较为可行的方案。对于两电平的逆变电路来说，电路输出的相电压有两种电平。如果能使逆变电路的相电压输出更多的电平，就可以使其波形更接近正弦波。而且两电平在容量较大时所承受的巨大压降和较大的du/dt使得在中高压场合应用受到限制。多电平逆变器作为一种新型的逆变器类型，由于输出电压电平数的增加，使得输出波形具有更好的谐波频谱，每个开关器件所承受的电压应力较小，且无需均压电路，开关损耗小，可避免大的 dv/dt 所导致的各种问题。图1给出了一种三电平逆变电路，这种电路也称为中点钳位型（Neutral Point Clamped）逆变电路。一般认为多电平逆变器是建立在三电平逆变器的基础上，按照类似的拓扑结构拓展而成的。电平数越多，所得到的阶梯波电平台阶越多，从而越接近正弦波，谐波成分越少。但这种理论上可达到任意N电平的多电平逆变器，在实际应用中由于受到硬件条件和控制复杂性的制约，通常在追求性能指标的前提下，并不追求过高的电平数，而以三电平最为实际。因此基于电压型三电平逆变电路的多电平逆变电路，特别是三电平逆变电路已进入实用化阶段，对其进行研究和分析很有实际意义。多电平逆变器的拓扑结构主要发展出三种电路。可以分为：二极管箝位式（Diode clamped topology）；飞跃电容箝位式（Flying Capacitor clamped topology）；具有独立直流电源的级联多电平逆变器（Cascaded-inverters with separate DC sources）。其中二极管箝位式多电平拓扑结构以其较低的成本和较小的体积，在实际生活中运用最广泛。而对于级联式逆变器一般适用于更高的电压等级场合。日本长冈科技大学的南波江章（A.Nabae）等人于 1980 年在 IEEE 工业应用（IAS）年会上提出三电平中点箝位式结构，也就是a_new_neutral-point-clamped_pwm_inverter，这篇文章给出了如下图所示的电路拓扑结构，并从电路的基本结构、谐波分析以及实际电路的实验来验证三电平的优越性。该文献中为了消除谐波，采用对理论的输出方波进行傅里叶分析，从而得出符合要求的输入脉冲。下面，跟随图1所示的电路拓扑进入我对二极管钳位式三电平逆变器控制的理解。图1 二极管钳位式三电平逆变器的基本拓扑先看一下三电平逆变电路的基本原理2。如图所示，三电平逆变电路共有12个开关管。通过不同的开关状态实现三个电平的输出。以A相为例。图2 A相输出非零电平的导通情况当Ta1、Ta2导通，Ta3、Ta4关断时，A相的等效电路如图所示。输出电压为Vs/2。电流流出。同样，当Ta1、Ta2关断，Ta3、Ta4导通时，A相输出如右图所示，输出为-Vs/2。而当中间两管导通时，由于必须跟其他桥臂形成回路。因此电流方向具有不确定性。这时候，二极管起钳位作用。也就是说，无论电流是什么方向，二极管均能使其导通，使得A相输出电位为0.具体如下图所示。图3 A相输出零电平的导通情况因此，三电平逆变器的相电压共有+Vs/2、-Vs/2、0三个相电压，线电压有+Vs、+Vs/2、0、-Vs/2、-Vs五种电平。根据上面分析的工作原理，主开关管Tl和T4不能同时导通，且T1和T3，T2和T4的工作状态恰好相反，即工作在互补状态，平均每个主开关管所承受的正向阻断电压为Vdc/2，这也是三电平逆变器的基本控制规律之一。另外，每相桥臂中间的两个主开关管导通时间最长，导致发热量也多一些，因此设计系统散热时应以这两个主开关管为准。了解完基本结构之后，看看SVPWM的基本原理以及其在电路中的实现。空间电压矢量调制法(SVPWM)和载波调制等方法不同，它是从电动机的角度出发的，着眼与如何使电机获得幅值恒定的圆形磁场，即正弦磁通。它以三相对称正弦波电压供电时交流电动机的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的开关模式所产生实际磁通去逼近基准圆磁通，由它们比较的结果决定逆变器的开关，形成PWM波形。由于它把逆变器和电机看成一个整体来处理，所得模型简单，便于微机实时控制，并具有转矩脉动小，噪声低，电压利用高的优点，因此目前无论在开环控制系统还是闭环控制系统中均得到广泛应用。以交流电机为负载的三相对称系统，当在电机上加三相正弦电压时，电机气隙磁通在-静止坐标平面上的运动轨迹为圆形。设三相正弦电压瞬时值表达式为如果在极坐标以向量表示，即若令从上式可以看出，三个幅值都为Vm，空间相差120的空间矢量，其合成向量的幅值变成了3/2倍，也就是说，要等效出一个幅值为Vm的合成矢量，定义应该是：这就是一般文献中给出的定义的由来。写成矩阵形式以此为基础，我们得到了当UA、UB、UC为不同状态时，U、U的坐标，根据UA、UB、UC的33=27个不同的状态，我们做出了如图3所示的空间基本矢量图。由图中可以看出，三电平的空间基本矢量共有27个，其中6个向量长度最长，称之为长向量，6个矢量长度其次，称之为中矢量，12个长度更短，成为短向量，另外还有3个矢量的长度为0，成为0矢量。其中，短矢量每两个开关状态所等效的矢量状态时一样的。也就是说，从矢量的状态角度考虑，共有19个基本矢量3。图3 三电平的空间基本矢量图根据等效矢量所在空间的不同，可以由与所求向量相邻的三个基本矢量进行合成，可以看出，参考电压的合成原则是这里根据的是磁链的变化合成相等原则。这是因为在异步电机中，定义合成电压us与合成空间矢量的近似关系为（忽略了定子压降）而在本例中，由于是非连续控制，得到用矢量表示如图4所示。图4 矢量变化也就是说，一个如图所示的电压向量作用了t，就等效为矢量变化了ut。当然，六边形的空间矢量变化与圆形磁场相差甚远，将占据/3的矢量轨迹等分为N个区间，每个区间占用的时间为则定子磁链矢量轨迹为6N边形，更接近于园，谐波分量更小，转矩脉动更小。N不能取得太大，太大了逆变器频率过高，一般选择N=4。由之前的推断可以得出结论，利用逆变电路的基本矢量就能等效所求矢量，这就使得磁链更加趋向于圆形。以磁链圆在第五扇区为例，我们看看合成电压来形成磁链的变化情况4。图5 N=4时，实际定子磁链矢量轨迹图中的小矢量是三电平的基本矢量，由图看出，此时的磁链轨迹更加接近于圆形。那么，如何选择基本矢量并在这些基本矢量作用多长时间？还有就是如何选择这些矢量的顺序，成为现在面临的问题。首先我们看如何选择基本矢量？我们知道，电压和磁链的方向是垂直的，也就是说，电压坐标对应的坐标和磁链坐标是相互垂直的。并且，磁链滞后于电压90度。图5 电压和定义磁链的空间关系上图可以看出，要使磁链按照逆时针旋转，则必须使得其方向就是基本和电压本身的方向一致。因此当我们确定了电压所在的空间时，u的方向就是应该是u的方向。选择基本矢量，也就是选择能合成电压所在扇区的矢量作为所求的基本矢量。在三电平逆变电路中，由于共有19个不同状态的基本矢量，因此在划分扇区时，和两电平不太一样。在每个扇区中，以扇区所在的三角形为三个边为基准，那么三角形内部的任何矢量都能以三边的基本矢量合成得到。因此，在判断出电压矢量所在扇区后，就能得出基本矢量。以第一扇区为例，连接所有的基本矢量顶点，就能该得出如图所示的扇区划分。5图6 空间矢量的扇区划分把以矢量状态POO、PPO、PPP为顶点的三角形区域分等为两个小三角形0!1，这是因为，当耳位于区域0中时，矢量POO（ONN）的持续时间要大于PPO（OON）的持续时间，且前者在合成Vref时起主导作用，因此，在区域2选择矢量POO（OON）为起始矢量;当Vref位于区域1中时，矢量PPO的持续时间要大于POO的持续时间，同理，把以矢量PPO、PON、POO为顶点的三角形区域等分为两个小三角形区域3和4。这些是对1扇区中区域进行的划分，在其它扇区中区域的划分与1扇区类似。基本矢量的作用时间由前面的公式这里需要注意的是，这里所有的计算是将空间矢量可以计算出来，我们将所有的矢量等效到第一扇区，通过计算我们发现选取适当的Va、Vb、Vc按照下表进行计算时，对应的Ta、Tb、Tc有如下值：扇区123456Ta10010010010011-1100Tb00000010-110-110-110-1Tc00-100-111011000-11-1-1扇区123456Ta00-100-100-100-1-11-100-1Tb00000001-101-101-101-1Tc010010010010-10-111-1扇区123456Ta010010010010-111010Tb000000-110-110-110-110Tc-100-100-100-100-100-11-1扇区123456Ta-100-100-100-100-1-11-100Tb000000-101-101-101-101Tc001001001001001-111扇区123456Ta0010010010011-11001Tb0000000-110-110-110-11Tc0-100-100-100-100-10-1-11扇区123456Ta0-100-100-100-101-1-10-10Tb0000001-101-101-101-10Tc1001001001001001-11表1 Ta、Tb、Tc的选择当矢量处于区域1、2时当矢量处于3、4区域时：当矢量位于区域5时当矢量位于区域6时以上式中Uf为需要等效的空间电压矢量的幅值，Ud为直流母线电压。得出Ta、Tb、Tc之后，我们只是知道了基本矢量，但是不确定矢量的作用顺序也就是说，选择最好的矢量作用次序进行输出。电压空间矢量进行矢量优化有利于减少主功率开关器件的开关次数，因此，进行矢量优化能够降低器件开通和关断损耗，从而降低对三电平逆变器的散热设备的要求，增加主功率开关器件的寿命，提高逆变器的可靠性。下面以I扇区的电压空间矢量为例来分析如何对矢量进行优化6:由于4段式的SVPWM方法的输出电压谐波含量较高，为了降低交流侧输出电压的谐波含量，本文在每个PWM周期内采用7段式对称PWM脉冲信号来控制三电平逆变器的工作，同时由于小矢量作用的时间最长，为了保证不同区域的矢量在相互转换过程中矢量变化较小，即选取6个小矢量作为起始矢量，而且小矢量是影响中点电位跳动的主要原因，为了减少输出电压中共模电压的含量，在每个PWM周期内使起始矢量中P型小矢量和N型小矢量作用时间相等。根据这些基本要求，我们得到如下所示的矢量作用顺序：工作区域状态设置100-100010011010000000-120-1-100-100010000000-10-1-1300-110-110011010010-100-140-1-100-110-110010-100-10-1-1500-110-111-111011-110-100-160-1-11-1-110-110010-11-1-10-1-11-10-100-100001000000-1-10-1200-100001011001000000-13-10-100-101-101001-100-1-10-1400-101-101011001001-100-15-10-1-11-101-101001-1-11-1-10-1600-101-111-111011-101-100-11-100000010011010000-1002-10-1-100000010000-100-10-13-100-110010011010-110-1004-10-1-100-110010-110-100-10-15-100-110-111011-111-110-1006-10-1-11-1-110010-110-11-1-10-11-1-10-100000001000-100-1-102-100000001011001000-1003-1-10-100-101001-101-100-1-104-100-101001011001-101-1005-1-10-1-11-101001-101-1-11-1-106-100-101-111011-111-101-10010-100000011010010000-102-1-100-100000010000-10-1-1030-100-110011010010-110-104-1-100-100-110010-110-10-1-1050-100-111-111011-110-110-106-1-10-1-110-110010-11-1-11-1-1010-1-10-100001000000-100-1-120-100001001011000000-1030-1-10-101-101001-100-100-1-140-101-101001011001-100-1050-1-11-1-11-101001-101-1-10-1-160-101-101-111011-111-100-10表2 每个扇区空间基本矢量作用顺序这些矢量的选择具有以下特点7:(1)7段式对称PWM脉冲;(2)第1、7个矢量和第4个矢量在三电平电压空间矢量中所处的空间位置相同，第2、6个矢量相同，第3、5个矢量相同;(3)无论在哪一个区域，起始矢量都为N型小矢量(或P型小矢量);(4)三电平逆变器的开关状态变化次数最小。对中压大容量三电平逆变器中矢量优化的主要目的在于:降低器件开关动作的次数以减少开关损耗，因此大容量逆变器开关频率的降低对延长开关器件的寿命和减少损耗具有重要意义。假设上述空间矢量按照作用时间排列为T1、T2、T3，那么上述空间矢量的作用时间一次是T1/4，T2/2，T3/2，T1/2，T3/2，T2/2，T1/4。我们就第一大区第1小区为例看看如何使用。该区的基本矢量作用顺序是00-1，000，100，110，100，000，00-1A、 B、C三相桥臂的状态时序图图7 第一大区第一小区的桥臂状态时序图要得出上述所示的状态，则要得出各个桥臂的开关管的触发脉冲。以a相桥臂的四个开关管为例，其时序图如下：图8 合成矢量在(1)区间时的第一桥臂的触发脉冲根据上述原理，我们做如下的空间矢量SVPWM步骤总结，（1） 首先要计算出合成矢量Vf的幅值和旋转的角频率，这样就能确定开关周期，以及平面判断出空间矢量所在扇区。（2） 确定好直流母线的电压Ud。这样就能确定Ta、Tb、Tc中的k值，从而在判断出扇区的基础上进行基本矢量作用时间的计算。（3） 调整输出时间的顺序，在判断出扇区的前提下，使基本矢量其按照表2中的顺序进行。（4） 在按照已经给定的时间区域内，施加指定的触发脉冲至12个开关管。按照上述步骤搭建仿真模型，采用调制比为70，基波为50Hz的逆变电路。仿真结果：UA的波形图9 没有中点平衡时的Ua波形Ia波形：图10 没有中点平衡时的Ia波形经分析，电压谐波THD是68.83，电流谐波THD是12.71%。不尽人意。这是因为中点电位发生了较大的变动。现在就中点电位问题进行研究。8因为二极管中点钳位式三电平逆变器是通过一对中点钳位二极管分别与上下桥臂串联的二极管相连，则每个开关管所承受的电压等于直流侧一个直流电容上的电压，用两个电容串联来产生三个电平。显然，只有在电容电压保持平衡时，每个开关管承受的电压为直流电压的一半，才能保证系统可靠运行。如果电容电压不平衡，不但在交流输出侧会产生低次谐波，使逆变器的输出效率变低，而且同时谐波还会对电机产生脉动转矩，影响电机的调速性能;而且变换器中某些开关管所承受的电压会上升，降低装置的寿命，严重时会损坏开关器件和直流电容;最后中点电位波动降低了直流侧电容的寿命。因此在PWM算法中必须考虑中点电位控制，否则这种拓扑结构的固有优点在中点电位不平衡的时候将丧失殆尽。三电平逆变器中点电压不平衡主要有两个原因。其一，由于开关器件本身的杂散特性不一致；其二，变换器拓扑结构本身的特点所造成的内因。三电平变换器在能量转换时候中点电位参与能量的传输，因此会产生两个电容电压分压不均的问题，也即中点电压平衡问题首先来讨论一下三电平这种拓扑结构造成中点电位不平衡的内因。9解决时，由于我们不能采取加上大电阻或者采取短接的方式实现中点电位平衡，那样会引起中性点电流不经过电容而直接流入电源，从电压精度和电源本身功耗的角度出发，采用电阻强行分压来平衡电容电压是不可取的。所以一般我们在控制策略上面加一些措施。结合逆变器输出状态分析中点电压的具体变化过程。三个桥臂都有1、0、-1三种输出状态。三电平逆变器共有 27 个开关矢量，那么这些矢量对直流端中点电位有什么样的影响呢？由图11-图13所示，电容 C1C2为直流电压电容。由于Udc1，Udc2没有被恒流源所固定，因此中点电位是波动的，且其值的改变正比于中点电流inp。若不考虑负载，各开关状态与中点电流的情况密切相关，并且可以描述为以下四种情况1011。(1) 零矢量状态（如 000，111，-1-1-1）时，由于没有电流流过中点，所以不会引起中点电位的波动；图11 长矢量的电流流动情况(2) 大矢量状态（如11-1，-1-11等）时，由于负载并未连接在中性点0与正电平“+”或负电平“-”之间而是直接与C1和C2构成回路，因此不存在某一电容的单独充放电，C1和C2的充放电时间及充放电平均电流完全相同，在C1和C2完全一样的条件下，直流侧电容均衡分压，故这两种连接形式对电容电压的平衡没有影响，图12 中矢量的电流流动情况（2）中矢量状态（如10-1）时，C1和C2分别与三相负载构成独立的充放电回路，虽然两个回路的平均电流相等，但由于两个充放电电流之间存在相位差，使C1和C2上的电压有不同步的波动，因此在这种连接形式下电容电压开始出现不平衡现象。图13 小矢量的电流情况（3）小矢量状态（如110）时，交流负载仅仅连接在中性点0与正电平“+”或负电平“-”之间，也即是仅连在C1或C2的某一个电容两端，这样也就是只有一个电容与负载构成充放电回路，当一个电容因充（放）电使电压上升（下降）时，另一个电容的电压会有相同程度的下降（上升），故此连接形式对两个电容电压的平衡性影响很大，如上图所示。在图（1）、（3）中，如果电流按照图示方向流动C1上电压因放电而降低时C2上电压将有所上升；如果电流反向，则C1上电压因充电而上升，C2上电压将因放电而下降。而图（2）、（4）中情况恰恰相反。也就说为了确定中、小矢量对中点电位的影响，还要和中点电流的方向联系起来。可以从图中看出当在中小矢量时均有电流从负载流入两电容之间或从两电容流向负载。电流的流入与流出必将引起两个电容充放电。当电流流入中点时，中点电位将升高；当电流流出中点时，中点电位将降低。当某相电流方向确定的时候，小矢量P，N状态对中点电位的影响是相反的。由于首发矢量都是正小矢量（或负小矢量），故只需通过检测该矢量作用时连接到中点的某相实际负载电流方向，就可以知道该小矢量对直流电容电压的影响方向，并考虑到直流电容电压Uc1和Uc2的不平衡方向，来调整正负小矢量的相对作用时间。设k为中点电压调整系数，一般取0.25kUc2且此时首发小矢量中点电流的方向为流入，则k0.5，否则k0.5（3）当Uc1Uc2 且此时首发小矢量中点电流的方向为流入，则k0.5这种闭环中点控制方案实际上是一种砰砰滞环控制，该控制方式需要每相电流方向的信息，基于这些信息，选择适当的小矢量，使得中点电压向着不平衡的相反方向移动。正极性电流方向负极性电流方向中矢量电流方向0-1-1ia100-ia10-1ib-10-1ib010-ib-110ic110ic00-1-ic01-1ia011ia-100-ia-101ib101ib0-10-ib1-10ic-1-10ic001-ic0-11ia表3 中小矢量的中点电流经过中点平衡控制以后，输出波形如下：A相电流的波形Ia。THD=11.58%图14 有中点电压平衡的电流Ia输出Ua的波形：THD=22.35%图15 有中点电压平衡的电压Ua输出Ubc的波形如下：THD=4.54%图16 有中点电压平衡的电压Ubc输出这里先在软件方面对中点电位平衡进行控制，但是在一些特定的环境中很难实现中点电位的完全平衡，比如在深度调制，或者在功率因数很低的情况下，中点电位都会存在波动或者偏移。特别是在特大功率的情况下，实现中点电位的平衡更加困难，因此通过硬件电路的方法来实现中点电位的平衡就可以简化控制策略，可靠的实现平衡，而且还可以不用考虑后级三电平主电路，无论三电平变流器工作在无功还是有功或者调制度过大，在利用软件难以控制中点电位时都可以很好的实现中点电位的平衡。但是利用硬件实现抑制中点电位的不平衡比使用软件实现要增加更多的功率器件，及驱动电路，这无疑也增加了成本，使整体的控制系统变得复杂。13图17 用硬件实现抑制中点电位平衡如图17所示为由硬件控制的中点电位平衡策略的拓扑，本拓扑中S1和S2为开关管，C1和C2为分压电容，L1和L2为续流电感，D1和D2为续流二极管。在Vdc一定的情况下，可以通过控制开关管S1和S2来达到控制电容C1和C2所带的电荷量，从而达到控制中点电位的偏移。在图，假设Vdc=Vdc1+Vdc2，其中，Vdc1和Vdc2分别为分压电容C1和C2两端的电压，Vdc1和Vdc2是互与此消彼长的关系。当电路中Vdc1Vdc2的时候，此时，开关管S1工作，S2断开，中点电位控制电路是以 Buck 电路工作，工作的器件由图中虚线所示，当开关管S1导通时电流从Vdc出来，经过S1，L1，C2，回到直流侧，给电容C2充电，并且使电感L1储能，当开关管S1关断的时候，电流经过 L1，C2和D1形成回路，并且使存储在电感L1上的电能转移到C2上，使电容C2两端的电压增大，直至和C1两端的电压在一定的范围内达到平衡。我们通过上述分析发现，交流侧的电压永远在调制比的限制下，输出的交流电压幅值小于直流侧幅值。为了改变这一形势，华裔科学家彭方正在2003年发表了Z-Source Inverter提出了Z变换器的概念，并在文章中分析了Z源逆变电路的由来。如图所示。图18 Z源逆变电路的基本拓扑该文章指出，利用调制比系数M和升压系数B能得出不同的输入电压，且升降压因素BB=B*M。基于Z源逆变电路已经成为目前研究的主流。各种拓扑结构基本都是在Z源的基础上进行的。因此，从传统的三电平基本拓扑的学习，到如今以Z源为代表的三电平钳位式逆变电路的研究可以看出，这是一种趋势。参考文献（1） 马一博，三电平逆变器SVPWM研究，西安科技大学硕士论文，2008（2） Habae A，Takahashi I，Akagi HA new neutral-point clamped PWM inverter AIEEE,in ppl Soc Annu Meeting，Konf-ber2IEEE，1980：761-