（电路与系统专业论文）阴极发射均匀性测量系统开关电源的设计与研究[电路与系统专业优秀论文].pdf

摘要 为了满足我国第一台阴极发射均匀性自动测量系统的研制要求，本 文对系统开关电源部分中的高压窄脉冲电源和灯丝高精度稳流源进行 了深入研究和设计。论文对z c s p f m 变换器技术进行了理论分析和参数 推导，并运用此项技术对高压窄脉冲电源整机进行了详细设计；采用双 向可控硅移相斩波技术设计完成了灯丝高精度稳流源：同时对电源接口 和抗干扰进行了设计；最后介绍了系统控制部分，利用多线程的程序设 计技术完成了计算机系统的自动控制和可视化操作设计。 论文通过大量的理论分析和关键点实际波形的测量证实了电源设 计的正确合理性。目前该系统已经通过验收并交付使用，其工作稳定可 靠。通过系统的工作运行情况和得到的实际测量结果证明该系统完全满 足设计指标要求。 关键词：阴极发射串联谐振软开关 a b s t r a c t t os a t i s f ym er & do ft h ef i r s ta u t o m a t i cm e a s u r e m e ms y s t e mo f n e g a t i v ep o l ee m m e ru n i f o r m i t y ，af h r t h e rr & d o fh i g hv o l t a g ea l l dn a r r o w p u l s ep o w e rs u p p l ya i l dh i g ha c c u r a c ys t e a d yc u r r e n tp o w e rs u p p l yf o r n l a m e n ti nm es y s t e ：ms w i t c h i n gp o 、v e rs u p p l ya r ec a r r i e do u ti nt h ei s s u e t h e o r ya n a l y s ea i l dp a r 锄e t e rd i s c u r s i o no fz c s p f m c o n v e r t e r t e c h n o l o g ya r ec 删e do u t a n dd e t a i l e dd e s i g no ft h ew h 0 1 e m a c h i n eo fh i g hv o h a g ea n dr 啪wp u l s ep o w e rs u p p l yb a s e do nm i s t e c h n o l o g yi sc 枷e dt o o b i p o l a rs c rp h a s e - s 1 1 i f t a i l dw a v e s c u t t e ( ：l l i l o l o g yi sa d 叩t e dt od e s i g n 拉曲a c c u r a c ys t e a d yc u r r e n tp o w e rs u p p l y f o rf i l 锄e n t t h ei n t 柏c eo fp o w e rs u p p l ya 1 1 d 趾t i - j 锄m i n ga r ea l s o c o n c e r n e di nt 1 1 ei s s u e f m a l l yt h ec o m r o lp a r ti sm e m i o n e d m u l t i m r e a d i n g p r o g r a md e s i g ni sa p p l i e di n t h i sp a r tt oa c c o m p l i s ht h ea u t o m a t i cc o n t r o l a n dv i s a b l eo p e r a t i o nd e s i 髓 t h er a t i o n a l i t yo fp o w e rs u p p l vi sv a l i d a t e db yt 1 1 em e a s u r e m e n to ft h e t h e o r e t i c a la n a l y s i sa i l ds t i c l 【i n gp o i ma c t u a lw a v e f o 珊n o wt h es y s t e mh a s b e e na v a i l a b l ef o ro c c u p a n c yt h r o u g ha c c e p t a n c e ，a n di t sw o r ki ss t e a d ya t l d r e l i a b l e i ti sp m v e dt l l r o u g hs y s t e m a t i cw o r k i n go p e r a t i o nc o n d i t i o na n d 廿l e a c t u a lm e a s u r er e s u l tm 砒m es y s t e l nf i tt h es p e c m c a t i o no f t l l ed e s i 窖n k e yw o r d ：n e g a t i v ep o l ee m i t t e r s e r i e s 聆s o n a n c e s o f ts w i t c h 第一章绪论 1 1 概述及系统介绍 在人类进入信息时代的今天，采用自动检测系统进行实时测量及分 析产品性能，采用自动控制系统对产品加工过程进行实时控制，是提高 产品质量的现代化方法。而电子发射体的发射特性不仅是衡量发射体性 能优、劣的主要依据，更是真空电子器件研制与发展的核心之一。对阴 极材料均匀性的自动测量拉j 在当今国际上还是一项技术有待于不断提 高和发展的新课题，它有着非常大的潜在价值。在我国，数十年来阴极 发射特性都是用手动测量来完成的，自动测量还处于空白阶段。手动测 量会带来一系列问题，例如，数据采集和读取会引入大量计量误差；数 据的处理会受到很多限制：特征参数的确定将受人为因素的影响很大； 测量周期比较长等。而且进行纳米级调整幅度的测量也是人工测量无法 准确完成的。随着计算机技术的飞速发展，迫切需要一种用计算机来实 现阴极材料参数自动测量的方法。西方这方面的技术非常保密，据报道， 美国军方曾在8 0 年代设计过一台阴极材料发射均匀性测量仪器，但是 由于保密，没有相关资料；并且现己销毁。同本阴极材料实验室在9 0 年代设计了阴极材料发射均匀性测量系统，并且公布了测量数据。正是 在这样的背景下，实验室与北京工业大学合作开始了国内第一台阴极发 射均匀性自动测量系统的研制工作。 该项目是北京工业大学国家2 1 1 工程基金项目，系统的设计目标是 可由微机控制完成阴极的脉冲与直流热发射测量和次级发射特性的测 量，以及阴极表面发射均匀性的测量。 系统的基本原理是先用灯丝加热阴极，使它达到l 0 0 0 摄氏度左右 的高温，再在阴极和阳极之间加直流高压或负脉冲高压，使阴极向阳极 发射电子，形成发射电流。阴极发射的电子可以穿过阳极上的小孔，安 装在阳极下面的法拉第环可以收集到这些电子，形成小孔电流。小孔在 电机的带动下相对阴极材料表面移动，每走一步系统发出一个高压脉冲 并测量采集个小孔电流值，每个小孔电流值对应的阴极材料的发射位 置不同，若每个位置对应的阴极材料发射特性不同则产生的小孔电流值 大小也不一样。最后把所有采集的点汇总起来通过计算机画成三维分布 图形，以此作为阴极材料发射特性的依据。 日本的阴极材料发射均匀性测量系统的正极小孔直径为( p 2 0 哪，在 2 m m 2 m m 的面积上每2 0 岬1 一步，共采集1 0 1 1 0 1 个测量点，并送计 算机绘制出三维曲线图。而我国此次研制的测量系统正极小孔直径为 q l o “m ，由于纳米电机最小步长可达1 0 i i j l l ，所以测量最小步长也可达 到1 0 m 。本测量系统采用的测量步长为1 0 u m ( 每移动1 0 u m 测量 一个点) ，在1 2 l i l l 1 2 m m 的扫描面积上可测量1 2 0 0 1 2 0 0 个测量点， 使对阴极材料发射特性的测量精度得到进一步提高。 系统中，阴极发射均匀性中的重要指标有不同条件下阴极伏安特性 曲线，小孔电流密度的三维分布图( 可旋转、局部放大) 等。 图1 1 阴极发射均匀性自动测量系统的系统框图 图i 2 测量系统籀体实物图 上图为已经研制完成并通过验收的阴极材料发射均匀性测量系统 的整体实物图，它由真空设备、开关电源设备和工业控制计算机设备三 部分组成。图中左侧是抽真空设备，中间为真空腔，阳极在真空腔中由 纳米电机控制前后左右移动，两个观察窗用来观察阴极位置，并对阴极 温度进行红外测量。右上部为工控机部分，下部为开关电源部分。 1 2 论文研究的内容及意义 在整套阴极发射均匀性测量系统中，开关电源部分的设计是最为关 键的技术之一，它直接关系到系统测量指标的实现及测量精度的提高。 在现有的阴极材料测量设备中开关电源部分的设计是一直有待突破的 技术难点。本人有幸跟随实验室参与了此套系统的研制过程，并跟随老 师主要负责开关电源部分的理论研究与设计工作。 系统开关电源又分为高压窄脉冲电源、灯丝高精度稳流源和高精度 直流稳压源三部分组成。由于直流稳压源在技术上相对脉冲电源和灯丝 电源比较容易实现，所以本文仅着重对高压窄脉冲电源和灯丝高精度稳 流源两部分的研究与设计进行阐述。在脉冲电源的的设计上，为了解决 电源能够从零伏到两千伏连续可调的技术难题，本文采用了零流调频谐 振变换技术。在灯丝电源的设计上，为了能使灯丝电流达到较高的稳定 度，本文采用了可控硅调相斩波技术。两种电源的主要技术指标为： 高压窄脉冲电源要求输出峰值电压o 2 0 0 0 v 连续可调的负脉冲， 脉冲宽度分为：5 hs 、1 0 us 、2 5 “s 、5 0 us 、1 0 0us 五种，重复频率 分为1 0 0 h z 、5 0 0 h z 两档。电压稳定度优于o 1 。 而灯丝高精度稳流源要求电压输出o 2 0 v ，电流输出o 2 5 a 和 0 5 a 两档。稳定度优于1 并且浮于脉冲高压输出端。 通过大量理论研究和反复实验，本文在系统开关电源部分上的设计 最终得到实现，并完全满足设计指标要求。这为整套测量系统的研制成 功打下了坚实的基础。从而填补了我国在阴极发射均匀性自动测量系统 方面的空白。 1 3 开关电源基础理论 开关电源，顾名思义，就是电路中的电力电子器件工作在开关状态 的电源。由于它的突出优点，使其在社会和生活的许多方面取代以往的 线性稳压源而得到广泛应用。其主要优点【1 3 有： ( 1 ) 效率高； ( 2 ) 可靠性和稳定性较好； ( 3 ) 体积小、重量轻： ( 4 ) 对供电电网电压的波动不敏感，在电网电压波动较大的情况下， 仍能维持较稳定的输出。 但是，由于开关电源中的功率开关管处于开关状态，使其存在输 出纹波电压较高、瞬态变化响应较差、对电网和外部电子设备有电磁干 扰等缺点。而开关电源的发展就是在保持和发挥自身优点的基础上采用 技术和工艺措施来克服上述缺点。 近来，随着一些高性能电子元器件的出现和电路集成化程度的提 高，以及一些新技术如软开关技术、同步整流技术和功率因数校正技术 等的应用和推广，使开关电源获得了新的较大发展。 例如2 0 世纪8 0 年代绝缘栅双极性晶体管( 阿b r ) 的出现，使开 关电源的发展进入一个新的阶段。，可以看成是m o s f e t 和g t r 复合而成的器件。其具有输入阻抗高、速度快、热稳定性好、且驱动电 路简单、驱动电流小等特点，又具有通态压降小、耐压高及承受电流大 等优点。自从其问世以来就得到迅速的发展和广泛的应用，现己成为电 子领域开关元件的主流器件。 开关电源的电路形式很多，分类方法也有好多种。如果按开关电源的 构成方式不同，则可以把它们分为两大类： ( 1 ) 串联型开关电源 ( 2 ) 变换器型开关电源 ， 反激式 l l 正激式 f 推挽式 i l 半桥式 l 、 全桥式 如果按驱动信号的产生方式来分类，开关电源可分为自激型和他激 型两大类，对于同一种电源，其自激型和他激型的工作原理彼此基本相 同。另外还有其它好多种分类方法，有时一个开关电源包含两种以上分 类方法，这里就不一一加以介绍了。本文下面主要设计的高压窄脉冲电 源和灯丝高精度稳流源都属于开关电源的一种。 式 性 式 式 极 压 压 转 降 升 反 ，、【 第二章高压窄脉冲电源的研究与设计 高压窄脉冲电源的设计是开关电源部分乃至整套系统的关键技术 之一，也是难点之一，它的设计指标和工作状况直接影响到阴极发射特 性的测量结果和测量精度。本章将着重围绕其主电电路设计和控制电路 设计两个方面对高压窄脉冲电源的研制来进行详细的阐述。下图为高压 窄脉冲电源的总体方案设计框图： 图2 1 脉冲电源总框蚓 2 1 主电电路的设计 主电电路的设计通常是整个脉冲电源设计的关键所在，而且一旦完 成设计，不宜轻易改变，因此设计时对各方面问题应考虑周全，避免返 工，造成时间和经费的浪费。脉冲电源主电电路的设计主要包括主电中 变压器的设计，谐振电容和谐振电感的选择，放电电路的设计等等。下 面也将分别对此一一加以详细阐述。这里首先给出整个脉冲电源的主电 电路图，如图2 2 。 图2 2 脉冲电源主电电路原理图 上图为高压窄脉冲电源的主电原理图。首先交流2 2 0 v 市电经过整 流滤波在串联电解电容c l 、c 2 两端输出峰值为3 0 0 v 左右的直流电压， 再经过l c 型串联半桥谐振变换器进行高频逆变( 由于电路中采用船b7 1 作为开关元件，所以逆变频率最高可达4 0 k h z ) ，然后由高频变压器耦 合输出高频正弦波。高频正弦波经高压整流桥整流后对储能电容充电 ( 图中储能电容为c 6 、c 7 、c 8 三只同为耐压4 0 0 v 容值1 0 0 0 f 的电解 电容串联以达到1 0 0 0 v 的耐压) 最高可输出1 0 0 0 v 直流高压，然后由放 电粥b r ( 两只同样型号的，g 占r 串联并同步驱动以提高耐压) 把1 0 0 0 v 直流斩成所需宽度的脉冲，最后再由升压变压器把此脉冲变成2 0 0 0 v 的 高压脉冲输出。 图2 2 中q 1 、q 2 两只托播，均采用g t 6 0 m 1 0 2 ，其最高耐压9 0 0 v ， 最大额定电流6 0 a ，最大额定功率2 0 0 w ，开关速度3 5 0 8 0 0 n s 。而q 3 、 q 4 均为g t 6 0 w 1 0 1 ，单只最高耐压1 2 0 0 v ，最大额定电流2 5 a ，最大额定 功率2 0 0 w ，开关速度4 0 0 8 0 0 n s 。 另外图2 2 中的d l 、r 3 和c 3 以及d 2 、r 4 和c 4 组成了q l 、q 2 的r c d 无源吸收网络，它可以有效地吸收佑丑r 关断时的尖峰电压， 减小了元件受到的冲击。并且能够把吸收的一部分能量反馈回电路中， 提高了逆变器的转化效率。r c d 吸收电路结构简单，保护效果明显， 在开关变换器中得到了广泛应用。但电阻r 在工作过程中损耗了一部分 能量，使变换器因此不可能达到最佳转换效率。 一、逆变电路设计 为了解决高压窄脉冲电源能够从零伏起调的难题，并减小电源体 积、提高转换效率，在设计中本文采用了零流调频谐振逆变技术即 z c s p f m 变换器技术旧。z c s p f m 技术是当今国际上流行的软开关技术 中的一种。软开关技术是功率开关方面的一项新技术，一经提出便得到 迅速发展并在多种开关变换器中获得广泛应用。下面首先简单了解一下 软开关变换技术。 ( 一) 、软开关变换技术1 在开关过程中，开关管电压和电流发生变化，从“开”到“关” 或从“关”到“开”有一个过渡过程。开关管开通时，电流由零逐步上 升，电压则逐步下降，电流上升和电压下降有一个交迭过程，使开通过 程中，开关管有较大的功率损耗，称为开通损耗。同理，关断时，电流 下降和电压上升也有一个交迭过程，使关断过程中开关管也有较大的功 率损耗，即关断损耗。显然，开关频率越高，开关损耗( 包括开通和关 断损耗) 也越大，变换器效率也将大为降低。由于变换器电路中寄生参 数( 如变压器漏感、晶体管输出电容及二极管结电容等) 的存在，使器 件电流和器件电压在开关过程中容易产生尖峰和振荡。由于尖峰和振 荡，在开通或关断时电流和电压很容易超出晶体管的安全运行区，使开 关管受到损伤或击穿。另外随着频率的提高，电路中的d i d u 和d u d t 增大，从而导致电磁干扰( e 打) 增大，影响整流器和周围电子设备 的工作。 上述问题严重妨碍了开关器件工作频率的提高。近来国内外不断开 展的软开关( s o f ts w i t c _ h i n 舀s s ) 技术研究为克服上述缺陷提供了一 条有效途径。所谓“软开关”指的是：零电压开关( z e r ov 0 1 t a g e s w i t c h i n g ) 简称z v s 或零电流开关( z e r oc u r r e n ts w i t c h i n g ) 简称 z c s 。它是应用谐振原理，使开关变换器的开关器件中电流( 或电压) 按正弦或准正弦规律变化，当开关管电流自然过零时，使开关关断；或 开关管电压为零时，使开关导通，从而开关损耗为零。国际上把该项技 术称为软开关变换技术。本文设计的串联谐振逆变器就是z c s 变换器， 并且还在开关管，g b 丁上并联有无源吸收网络也是起到了减小开关损耗 的作用。z c s 变换器大大降低了管子开关时的功率损耗，也减小了对 管子的损害。 按控制方式，软开关技术可分为脉冲频率调制( p f m ) 、脉冲宽度调 制( p w m ) 和脉冲相移控制( p s ) 三种。p w m 变换器实现了恒频控制， 大大简化了磁性元件的优化设计，其广泛应用于中、小功率开关电源中。 p s 变换器则多见于大、中功率开关电源中，但p s 变换器还处于需要不 断深入研究的阶段。而p f m 变换器因为工作频率不定，对变压器、电感 等磁性元件的设计要求比较高，所以在开关稳压电源中很少被应用。但 其适合于实现电源的连续可调，而且稳压精度高。另外，逆变中的变压 器在根据l c 谐振频率计算确定后可无需跟随逆变频率的变化而再次重 新设计，并且每个谐振周期的输出能量是固定的，所以对负载要求很小， 甚至短路时都可正常工作。上述p f m 变换器的诸多优点也f 是本文采用 此项技术的原因所在。 谐振变换器“2 3 是软开关电源的关键电路，它是一种高频时开关损 耗小，噪声也小的电路方式，目前作为电源技术的中心课题越来越受到 人们的关注。各种谐振变换器构成的软开关电源有如下特征： 1 、开关元件的开关损耗低，可以进行高频开关动作，这样构成的 电源部件可以小型、轻型化。 2 、可有效利用产生开关噪声的寄生电容作为谐振元件的一部分， 从而降低噪声电平。 3 、由于开关频率的高频化，功率用电抗元件，如电感、电容的值 可以减小，变压器的磁芯截面积和体积也可以减小，这样就可加大反馈 环节的带宽，从而加快变换器的过渡响应。 这里采用的是串联谐振变换器，是一种d c d c 变换器。它还能够把 高频变压器的漏感有效地利用起来，使其参与到逆变当中；即谐振电感 为有效电感和漏感相叠加的和，这样既减小了漏感对工作电路的影响、 提高了工作电路的转换效率又降低了对变压器绕制的要求。当然这就同 时需要在电源的电磁屏蔽( e m c ) 方面多做一些工作。 ( 二) 、谐振正弦波的设计 上c 串联谐振工作时回路中每个谐振周期内的工作电流波形是正弦 波，此正弦波的波形是由参与谐振的l 和c 的值决定的。所以谐振正弦 波的设计也就是谐振中l 与c 的值的确定。下面就首先来阐述如何确定 l 与c 的值。 首先，我们确定以下几点： ( 1 ) 令谐振固定频率兀= 4 0 尼，即取谐振固定频率等于阿占， 的最大逆变频率。 ( 2 ) 取l 肛= 5 0 ，l 为变压器初级等效电感。因为它们的比值 大于或等于5 0 时才能得到较好的正弦波。 ，r = _ ( 3 ) 取阻尼系数r 、每么= 1 7 ，r 是根据谐振电容确定的半桥回 ，t7o 路中的有效负载。即逆变中谐振回路可等效为： c 由变压器初级功率等于次级功率u = ，2 及甚= 鲁= 可得 公式拈： 为次级电压的平均值 如为次级电流平均值 为初、次级电压比 异= 1 5 0 ，。1 0 0 0 v ，h2 0 1 5 a ，= u h e = 1 0 0 乡4 0 兰7 ， 所以州罢) 古- 1 3 6 n 黼可得历= 等_ 8 0 由五= 未厉导出c = 代入得 c 。丽瓢寺丽卸0 5 0 1 0 “f2 万4 0 1 0 8 0 。 三：绥： ：i 黑雨：3 1 8 l 。互二：；石：t 矿23 1 5 爿 l = 上5 0 = 3 1 8 1 0 “5 0 = 1 5 9 朋日 回路中峰值电流j = e r ：e 也而 ? = 1 = 1 7 5 爿 电流的有效值，：1 7 5 j ；1 2 4 彳 9 一后 一 一打 ( 三) 、高频变压器的设计 本文在设计高频变压器时采用了铁氧体磁芯，因为它的电阻率高， 涡流损耗小。绕阻导线要考虑趋肤效应，当绕组中通过高频电流时，导 线内中心部分的电流密度减小，主要集中在导线的表面，减小了导线的 有效面积，容易引起发热，因此选用多股漆包线并绕。 ( 1 ) 匝数计算： 根据输出功率的大小，这里逆变中的高频变压器的磁芯型号本文采 用e 2 8 ，所以： 磁芯截面积墨= 2 8 2 8 = 7 8 4 c 珊2 由公式： 鱼! ! ! ： 2 玩墨 w 1 伏的匝数 吃饱和磁通密度 ，高斯常数，这里取1 5 0 0 初级：彤= 互万页0 曼等= ，z s 兰，。匝 1 2 1 5 0 0 5 0 1 0 5 7 8 4 变比：生：螋：6 7 圭7 岛 1 5 0 次级：职= 7 1 3 = 9 1 匝 ( 2 ) 绕组导线截面积： 由于输出功率为1 5 0 w ，取变压器效率吁= 0 8 ，其逆变功率为 异= 晶向= 1 5 0 矿o 8 兰1 9 0 = 弓e 。= 1 9 0 矿1 5 0 y 兰1 2 7 一 根据工= 4 0 k 时，= 0 3 3 所m ，当选用圆铜线时，其直径不应超过 2 ，这里本文采用o 3 l m 聊圆铜线，查表可知其载流量为，d = o 1 5 一， o 因为：= 皇= 吾警兰9 ，所以这里初级绕组导线需要使用9 股o 3 l 聊m 圆铜线绕制。 而厶= 毒= 器= 。1 5 爿，所以次级绕组导线只需单根o 3 1 m ，z 圆铜线 绕制即可。 ( 四) 、逆变过程分析 z c s p f m 逆变器在理论上，当逆变器触发频率工较低时( ，厂， 厂为l c 固定谐振频率) 工作电流有下面波形： 州 八八 t - t 2 t 。八叭e 埔、 v “幅惦v “0 t l l ： 幽2 3 ( 沼z 遵变器电流工作波形图 在时刻，在佑口r 1 栅极上加一个触发信号豫，则托疆r l 开通，这 时电源通过托逸r l 、变压器初级线圈”1 、l 向电容器g 充电。充电过程 为谐振过程。谐振回路中的电流按正弦规律变化，当r 等于半个谐振周 期r 1 时，谐振电流( 即给g 充电的电流) 变为o 并反相，g 曰r 1 关断， 此后与徭b r l 反向并联的二极管d l 导通，g 通过l 、变压器初级线圈 州、d 。向电源反馈能量，该过程仍然为谐振过程，当谐振电流再次变 为o 即，：时刻，d 】断开，系统进入相对静止状态，直到经过一段时间后 到f ，时刻，在，g b r 2 栅极上加一个触发信号硼，使g b 丁2 开通，这时 c 5 的电压通过变压器初级线圈l 、”1 、阿b r 2 反向充电，当谐振电流 变为o 并反相时，g 口，2 关断，然后d 2 导通，此时，c 5 通过变压器初 级线圈d ，、”1 、l 向电源反馈能量，直到电流再次变为o ，系统进入相 对静l 七状态，完成一个完整的逆变周期。如此不断循环下去，从而在变 压器次级经高频全波整流后将能量传递给储能电容器。 可见，在一个逆变周期内，一共包括四个阶段： “一f 期间，佑丑丁1 导通，电源向c s 充电； 一，：期间，d 1 导通，c 5 向电源反馈能量 r 3 一f 。期间，阿b r 2 导通，电源向c 5 反向充电： f 4 一r ，期间，d ：导通，g 向电源反馈能量 在每个谐振周期内( 如岛一r 2 、一岛) 逆变器工作电流波形为正弦 波，而且能在谐振电流自然过零点时可靠开通和关断。但在相邻两个谐 振周期中间，频率调制时间较长，每个正弦波丁f 负半轴波形也并不对称。 下图为低频时的充电电流的实测波形： 图2 4 低频时充电过程中的电流波形图 图中上面的波形是逆变回路中电流的波形，而下面的波形是佑b 丁 源极和栅极两端的电压波形。实测波形图反映出此时逆变阿b 丁可以在 当回路电流在零点时导通和关断，这大大减小了管子的损耗，提高了管 子的寿命，但相对增加了管子开关时受到的电压应力，提高了对管子 耐压的要求。逆变器工作电流波形和理论设计是完全相符的。 而当逆变触发频率正较高时( 工 厂2 ) ，逆变中相邻两个谐振周期 间隔会变得很小，相邻电流波形也几乎连接到一起。 图2 5 频率较高时充电过程中的电流、电压实测波形图 图中上面的波形为逆变回路中的电流波形，而下面是充电电容两 端的电压波形。由实测波形图我们看到低频时二极管导通、谐振电容 c 3 向电源反馈能量的阶段与紧接下一个阿b7 1 导通、电源向c 3 充电的 过程几乎连接在了一起。另外我们还看到，当回路谐振电流为零值时电 容上的电压却接近峰值，而回路谐振电流接近峰值时电容的电压值却为 零，即它们相差9 0 度相位，这正是由于l c 谐振导致的结果。这时也 说明管子承受着很大的峰值电压应力。 当触发频率疋达到最高设计频率时( f 圭，) ，两个充电周期之间 的频率调制将完全消失，半桥逆变中的两只丁交迭导通，逆变器将 工作在连续的谐振状态。充电电容电压、谐振回路电流波形应为连续而 标准的正弦波。图2 6 为它们实测波形。 。a v e ，。r e 储存 r e fb 嘲 j 酉d 矿一 图2 6 高频时充电过程中的电流、电压实测波形图 这是一种临界状态。此时逆变电路连续谐振，两只阿b 丁工作转换 间隔很小，虽然转换效率较高，但这对管子非常有害，也容易发生直通 现象，所以是不可取的。 通过上面对逆变器工作状态的分析和实测波形的观察证实本文设 计的变换器和零流谐振变换器的理论是完全相符的。既z c s p 附变换器 是一种回路工作电流波形为正弦波，开关管能够在谐振电流自然过零时 导通和关断的逆变电路。这种变换技术不但大大降低了开关损耗，有效 的利用了高频变压器的漏感，提高了转换效率，同时也降低了开关管开 关时受到的冲击，减小了工作电路本身产生的电磁干扰。但其也存在 一定的不足，就是开关管开关时受到的电压应力也随之加大，这就对 开关管耐压性能的要求进一步提高。 并且，当频率较高时电路工作效率随之提高，但对电路要求也变高， 对元件损伤也增大，并且工作时产生的噪声也增大，电源稳定度受到较 大影响。根据以上分析电源逆变频率最大取为2 4 k h z 。 二、窄脉冲放电电路的设计 由于最后输出脉冲要求能够达到脉宽最小为5us 最高电压2 0 0 0 v 的高压窄脉冲，所以放电电路需要先把o 1 0 0 0 v 高压直流斩成所需宽 度的脉冲形式，再通过升压变压器把脉冲升压至o 2 0 0 0 v 输出。这就 1 4 鋈鳘管一 要求放电开关管要有较高的耐压，为此，本文把两支分别耐压1 2 0 0 v 的 ，g 口丁串联并同步驱动以达到2 0 0 0 v 的高耐压能力。而且输出脉冲宽度 分为5 ps 、1 0 us 、2 0 us 、5 0us 四种，放电周期分为1 0 0 周、5 0 0 周 两档，不同的脉冲宽度和放电周期提高了对输出变压器的设计要求。为 了保证较大宽度的输出脉冲不失真，这里本文选择了用两只绕组不同的 变压器t 2 、t 3 来分别输出5us 、l o us 和2 0us 、5 0 us 的脉冲，由于 输出脉冲要从1 0 0 0 v 升压到2 0 0 0 v ，并且考虑到损耗问题，所以它们的 匝数比最后定为l ：2 2 。放电电路设计如下图： 图2 7 放电电路图 0 0 v 图中本文首先把1 0 0 0 v 直流高压用两只串联的佑当f 斩成宽度符合 要求的窄脉冲，然后再通过控制继电器r e l a y d p d t 来选择需要工作的 升压变压器t 2 或t 3 ，最后输出2 0 0 0 v 高压脉冲。图中，d 3 、d 4 是续流 快速恢复二极管，而r 8 、r 9 是均压电阻用来平均分配两支管予承受的 压降。继电器r e l a y d p d t 对t l 、t 2 的选择是由前面板脉冲换档开关控 制的，而d 5 是反向吸收高压二极管，用来吸收变压器初级产生的反方 向电动势，防止振荡的产生。 在变压器t 1 、t 2 的设计上，我们采用e 2 0 铁氧体磁芯，1 2 m m 铜线， 并且采用绝缘纸加屏蔽层绕制，最后用环氧树脂浸漆。这样，既达到了 高频设计要求，提高了耐压能力，也减小了自身绕层之间和对外部工作 电路的电磁干扰。两只变压器都是采用1 ：2 2 的匝数比但采用不同绕组 数绕制的。 2 2 控制电路的设计 主电电路中，半桥逆变中的此留r 和放电回路中的托浩r 分别需要 单独的驱动信号。逆变信号是通过调频电路来产生的，它要求从o 2 4 k h z 连续可调。放电驱动信号则需要脉宽分为5 斗s 、1 0 s 、2 5 p s 、5 0 p s 、 1 0 0 u s ，频率分为1 0 0 h z 、5 0 0 h z 的几种固定信号。而且，逆变信号的 调节和放电信号的产生要求即可手动完成也可通过计算机来完成。 在驱动形式上，半桥逆变器中的两只佑b r 交替工作的，需要的是 两路相位相差1 8 0 度的驱动信号。而放电回路中两只串联的粥b r 工作 时是同时导通的，它需要的是两路同相位的驱动信号。两组处于不同工 作状态的佑b r 的驱动信号电路在设计上是完全不同的。 一、逆变驱动信号产生电路设计 由于脉冲电源的输出功率不大，其工作电流也比较小，并且考虑到 输出脉冲的波形校正，本文在逆变器中粥b r 的驱动信号设计上并没有 采用通常的专用驱动芯片尉8 4 1 来作，而是自行设计的p f 驱动板。图 2 8 为驱动板原理图。 图2 8 驱动电路原理图 驱动电路的设计中本文首先选用压频振荡器三m 3 3 1 作振荡源。通 过外部输入信号控制三m 3 3 l 输出频率可变的振荡信号( 波形为锯齿波， 其频率随输入信号伏值的升高而增大) 。 图2 8 中，外部调频信号通过线性光耦耦合然后与稳压取样信号进 行差动放大，放大输出信号送给三m 3 3 1 ，来控制其振荡频率。由于 m 3 3 1 输出的锯齿波频率能够从不足1 0 胁到1 0 0 苴勉可连续调节，十 赫兹的驱动信号对于脉冲电源带载工作的情况下起始输出电压几乎趋 近于零伏，这样电源基本实现了从零伏的连续可调。由于上m 3 3 l 产生 的锯齿波幅值较小，在后续电路中本文又采用了一级晶体三极管整形电 路来提高锯齿波的质量。 图2 9 为三吖3 3 1 的外围电路图：m 3 3 1 的7 脚为电压信号的输入 端，3 脚为锯齿波信号输出端。通过调节电位器脚，l 可以调节锯齿波的 幅度，调节电位器r 尸2 可以调节锯齿波的频率。 图2 g 三 彳3 3 1 振荡电路图 然后输出的锯齿波信号通过麒触发器4 0 2 7 分频产生两路相位相 差1 8 0 度的脉冲信号。为了减小脉冲宽度，再将两路脉冲信号分别与锯 齿波经与非门4 0 1 l 进行同步比较，比较后产生两路脉宽比较窄相位仍 相差1 8 0 度的脉冲信号。然后用此脉冲去触发场效应管职f u l 2 0 输出电 压接近1 5 v 的驱动脉冲，最后经高频变压器耦合去驱动，g b 丁。在此， 大家也不难看出本文实际上用倒。触发器和与非门4 0 1 1 设计了一个单 稳态电路，由单一锯齿波输入信号输出两路稳定的脉冲信号，严格的保 证了驱动信号的时序，这样很好的防止了半桥的直通现象。而通过调 节三m 3 3 1 产生的锯齿波的频率和幅度也就可以相应的来调节佑占丁的 驱动信号的频率和脉宽。下图为丁驱动信号波形图： 1 b k几s 婶 c h l1 咖vc 咐1 n q v m 1 啦0 舢 l g 8 tt 只i g g e rs l g n a l 图2 1 0 g b r 驱动信号图 陋 s 喊 c h l 频率 舶1 6 州2 c h l 正频宽 $ 呻1 i 0 1 1 下i j 鼙时闻 6 c 峨0 i i i c h l 最大值 1 m v c h 上升h 闻 1 1 邶删 1 v 另外，本文没有采用e r 8 4 1 还因为其输出的驱动信号的脉冲沿延迟 相对较小，这对电源输出2 0 0 0 v 的高压脉冲不是很理想，高压窄脉冲和 驱动信号的上升沿、下降沿的坡度较陡时容易产生高压冲击和振荡，长 期工作对器件也有很大的损伤。因此本文采用了如图2 1 1 所示的小功 率m o s 管及隔离变压器组成的脉冲放大整形电路。它即提高了驱动能 力，并能保证可调节的驱动信号的上升下降沿，使管子能够很好的工 作在开关状态。 悄q 辆 图2 1 l 驱动脉冲整形电路图 图中d 1 为反向吸收二极管，用以消除q 关断时在变压器初级上产 生的感应电动势。而q l 、d 2 、r 3 、r 4 组成脉冲整形电路，r 3 的阻值 决定驱动信号的下降沿的坡度，r 4 的阻值决定驱动信号的上升沿的坡 度，电阻值越大信号脉冲沿越缓，反之越陡。这是通过控制向船口r 栅 极和源极之间的寄生电容( 约1 0 0 0 p ) 充、放电电流的大小来实现的。 当电路中由于某种情况出现过压过流时，如原理图2 8 中所示过压过流保 护电路会向控制电路发出信号，为一高电平。此高电平使图中的三极管导通，这 样使单稳态的输入信号由锯齿波变成了一个低电平，停l e 了驱动脉冲的输出，从 而停止了逆变器的丁：作，实现了对开关电源与测量阴极的及时保护。在意外情况 排出后，可通过复位键恢复触发电路的工作。 二、放电驱动信号电路的设计 放电驱动信号本文设计为手动和机控两种，机控时驱动信号由计算 机发出，计算机发出的t t l 电平脉冲经快速光耦6 1 3 7 耦合再去触发 c m o s 对管，最后由对管输出十伏以上的r 驱动信号。而手动则是由 单结晶体管振荡器产生的锯齿波触发脉宽调制器4 5 3 8 ，4 5 3 8 输出1 5 v 脉冲信号再去触发对管输出粥曰r 驱动信号。这里，由1 0 0 8 和8 5 5 0 组 成推拉驱动对管，高电平时1 0 0 8 导通输出比较大的电流，提高了驱动 能力，低电平时8 5 5 0 导通，迅速将输出端的反向电流释放到地回路中， 保证输出迅速变成低电平。图2 1 2 即为电源放电驱动信号电路。 图2 1 2 放电，g b r 驱动信号产生电路图 榆“* 抒1 l 而手动和机控信号的转换由前面板手动机控旋钮控制。不同宽度 脉冲的输出是通过前面板相应的按钮选择不同阻值的电阻r 接到控制 电路中。r 其与c 1 和单结晶体管q 以及r l 、r 2 组成振荡电路，选择的 r 不同l c 谐振频率就不同，振荡电路就会产生相应频率的锯齿波，然 后驱动4 5 3 8 输出相应频率的1 5 v 驱动脉冲。 下图是在脉冲电源输出端实际测得的输出5 0 0 v 时的脉冲波形： c h f 轧i o v j 矗d j s 亨r e p 机；，多有蓐! 应 图2 1 3 高压脉冲电源输出波形图 一 _ 0 _ 0 _ 5 ， _ 0 _ 芑| h p _ 一。 一。t一 雹 脚 一 f _ _ 一 蘑l 第三章灯丝高精度稳流电源的设计 灯丝高精度稳流电源的作用是用来给真空中的阴极加热，以使被测 量的阴极材料表面产生电子，然后再在阳极高压脉冲的作用下发射电 子。由于阴极材料的发射性测量要求阴极温度能够较高精度的连续可调 和保持恒定，既而要求灯丝电源的电流能够高精度的连续可调并保持高 度稳定。 3 1 主电电路的设计 灯丝高精度稳流电源的主电部分设计思路是利用移相法触发双向 可控硅把交流2 2 0 v 通过斩波来控制输出电流、电压的大小。灯丝电源 总体电路图如下： 图3 1 灯丝电源电路原理幽 如图所示，主电部分是交流2 2 0 v 市电通过双向可控硅斩波再由降 压变压器降压后直接加到阴极发射系统上。由于电源负载接近5 q ，最 大输出电流为5 a ，所以最大输出电压为2 5 v 。由输入、输出电压比可确 定出降压变压器初、次匝数比应为9 ：l 。根据双向可控硅的导通特性， 这里双向可控硅的导通仅由半波周期内的第一个触发信号决定即通过 用触发信号对可控硅导通角的调节来控制灯丝电源输出交流信号波形， 从而控制输出电流的大小。所以触发电路的设计是灯丝电源设计比较关 键的部分。 3 2 触发电路的设计 根据灯丝电源输入为5 0 胁交流市电而输出也为5 0 胁交流信号， 本文采取在5 0 恐频率上进行同步调节，使输出从交流正弦波的零相位 开始( 即开始输出为零) 并连续可调。如何实现使输出与交流5 0 乒七保 持同步在设计上是比较关键的一步。本文首先用单结晶体管振荡电路产 生频率基本为l o o 胁的触发信号，即每个半波周期内振荡一次。图3 1 中r 7 、r 8 、r 9 、c 8 和单结晶体管q 组成了张弛振荡器”“。再利用1 8 v 全波电压和个较小的直流基准电压相比较，使比较输出是一个在交流 零点为低电平其它部分为高电平的方波。如图3 1 ，1 8 v 全波电压加在 比较器3 2 4 的同相端，基准电压加在反相端。然后把此方波加到单结晶 体管的漏基，这样就保证了单结晶体管导通时振荡输出仅为电阻r 9 在 电容c 8 上分得的电压，由于电阻r 7 阻值比较大，电容c 8 上的充电电 压比较小，无法使三极管q l 导通，那么双向可控硅上将没有触发信号， 电源输出为零。 为了使振荡电路在一个半波周期内产生第二次振荡，使可控硅在交 流零点之前导通，本文设计通过调节振荡电路中r 的值来改变r c 时常 数，从而改变振荡周期，来调节双向可控硅的导通角。原理是把调节信 号和反馈电流信号的压差通过l m 3 2 4 差动放大去驱动三极管q 2 对电容 c 8 充电，此时三极管的等效内阻r 就决定了振荡电路的时常数r c 。开 始时，反馈信号为零，调节信号也为零或很小，q 2 处在截止状态。但 随着调节信号开始增大，差放信号也增大，使三极管q 2 逐渐进入放大 区，q 2 对c 8 充电。此时，由于q 2 的导通，张驰振荡器的r c 时常数改 变，r 近似等于q 2 的等效内阻。这样c 8 的振荡周期变小。由于这个阶 段q 2 对c 8 的充电电流较小，振荡周期并没有大的改变，仍与交流基本 同步。输出仍为零。 随着调节信号的增大，差动放大信号也逐渐增大，q 2 等效内阻减 小，充电电流增大，r c 时常数也随之减小。当调节信号达到一定值时， 张驰振荡器振荡周期大于1 0 0 胁，其将在交流的一个半波周期发生第 二次振荡，使可控硅的导通角前移，即在交流零点之前导通。输出由零 变为交流正弦波的一部分。随着调节信号的继续增大振荡电路在每个半 波周期内产生振荡的周期也逐渐减小，可控硅的导通相位角随着第一次 振荡的不断提前而增大，交流正弦波的输出部分也就越大，输出能量也 就越多，输出电流随之升高。由于可控硅的导通角对应正弦波的相位角， 所以通过设定合适的闭环增益就能够实现电源电流的线性调节和高稳 定度。 当调节信号到达一定程度时， 于导通惯性基本完全保持导通状态 能量和平均电压达到最大值。 振荡周期变的很小，双向可控硅由 输出波形接近完整的正弦波，输出 下面通过实测波形图来简单分析一下电源触发原理设计 图3 2 单结集体管振荡波形图 图3 2 是在电源电压初始调节过程中，单结晶体管在一个半波周期 内发生二次振荡前其栅极上的波形。由波形图可以看到，此时由于三极 管q 2 对电容c 8 的充电，使电容在初始阶段的电压迅速上升。但此时的 三极管的等效内阻还比较大，振荡周期仍小于1 0 0 胁，所以电路在一 个半波周期内还不能发生二次振荡，电源输出仍为零。 但是，此时距离二次振荡已经很近了，只要调节信号再增大一些， 来自r 7 的充电电流将足可以使振荡器在一个半波周期内发生第二次振 荡。另外，由于从起始到临界点的调节较长一段时间，而且以后多次振 荡后调节也比较灵敏，这需要我们在电源整机上设置合适的调节起始点 和调剂范围。 图3 3 单结集体管振荡波形图 图3 4 灯丝电源输出波形图 图3 3 是单结晶体管发生二次谐振后的其栅极上的波形，而图3 4 是此时的输出交流电压波形。上面两幅波形图反映了，随着单结晶体管 第一次振荡相位的前移，即双向可控硅的导通角增大，输出交流波形的 相位也随之增大。 理论上，当振荡达到一定频率时，双向可控硅的导通角达到极限值， 其几乎一直保持导通状态。电源输出电压应为完燕的交流正弦波，电压 平均值也达到最大。 图3 5 单结集体管振荡波形图 图3 6 灯丝电源输出波形酗 由图3 5 和图3 6 可以看到，当结晶体管振荡频率较高时，输出电 压波形接近完整的正弦波，这与理论分析完全相符。