（电力电子与电力传动专业论文）基于spwpm和软开关技术的高频链逆变技术研究.pdf

武汉理工大学硕士学位论文 a b s t r a c t a s w ek n o w , t h eq u a l i t yo fe l e c t r i c a le n e r g yi sm o r ea n dm o r ed e m a n d i n gi nt h e m o d e mi n d u s t r i a la p p l i c a t i o n s s t u d i e so nh i g hp o w e rd e n s i t y ，h i g he f f i c i e n c ya n da s w e l la sh i g l lf r e q u e n c yl i n ki n v e r t e rp o w e rs u p p l ya r co n eo ft h eh o tp o i n t si np o w e r e l e c t r o n i c sf i e l d i nt h ei n v e r t e r sc o n t r o l l e db yt h em o d eo fs i n u s o i d a lp u l s ew i d t h m o d u l a t i o n ，t h eh u g el o wf r e q u e n c yt r a n s f o r m e ri st h em a i nb a r r i c a d eu n a v o i d a b l yt o d e v e l o ph i 曲p o w e rd e n s i t ya n dh i g he f f i c i e n c yi n v e r t c r sb yu s i n gt h i sc o n t r o lm o d e s oan e wt y p eo f h i g hf r e q u e n c yl i n ki n v e r t e rc o n t r o ls t r a t e g ys p w p m ( s i n u s o i d a l p u l s ew i d t ha n dp h a s em o d u l a t i o n ) i si n t r o d u c e dc o n s e q u e n t i a l l y t h ee s s e n c eo f t h en e wt y p eo f h i g hf r e q u e n c yl i n ks p w p mc o n v e r t e ri st h a t ： t h r o u g hc h a n g i n gt h ec o m p o s i t i o no fs i n g l ep o l a r i t ys p w mw a v e an e ws p w p m w a v ec a l lb eo b t a i n e d ，w h i c hi n c l u d e dt h ew h o l ei n f o r m a t i o no fs p w mw a v ee x c e p t t h ef r e q u e n c yo ft h em o d u l a t i n gw a v ef o r m a l l y t h e r e f o r e ，t h en e ww a v ec a nb e t r a n s m i r e db yh i g i lf r e q u e n c yt r a n s f o r m e r i tw i l lb er e t u r n e dt ot h ec o n v e n t i o n a l s p w mw a v eb yd e m o d u l a t i o ni ns e c o n d a r ys i d eo ft h et r a n s f o r m e r a c c o r d i n gt ot h e e s t a b l i s h e dm a t h e m a t i c a lm o d e lo fs p w p mi n v e r t e rs t a g e ，t h e nam o r eb r i e fa n d u n d e r s t a n d a b l ed e m o n s t r a t i o ni s g a i n e d ，t h e c o n c l u s i o na n dt h es i m u l a t i o n s u b s e q u e n t l yc e r t i f i e dt h a tt h et h e o r e t i c a la n a l y s i si sr i g h t t h eo p e r a t i o np r i n c i p l eo ff u l lb r i d g ep h a s es h i rc o n t r o l l e dz v sp w md c d c c o n v e r t e ri st h eb a s e so ft h i sd i s s e r t a t i o n ，s ot h ep e r f o r m a n c eo ft h ec i r c u i ti nt w e l v e d i f f e r e n ts t a g ei sd i s s c u s e d ，a n dt h e na n a l y z e dt h ec o n d i t i o n sa n ds t r a t e g i e sf o r r e a l i z i n gt h ez v s a sw e l la st h er e a s o n so f t h ed u t y c y c l el o s i n g an e wt y p eo fp h a s es h i f tz e r ov o l t a g es w i t c h s p w p mi n v e r t e rs t r a t e g yi s p r o p o s e d ，w h i c hi sag o o dc o m b i n a t i o no ft h es p w p ms t r a t e g ya n dt r a d i t i o n a l p h a s e s h i f tz v t - p w ms o f ts w i t c h i n gt e c h n o l o g y b yc o n t r o l l i n g t h et u r n - o n s u b s e q u e n c eo ft h ep o w e rs w i t c h e si nt h eo b l i q u ed i a g o n a ll i n eo ft h et w ob r i d g e a l t n s ，w h i l et h et r a n s f o r m e rs t i l lt r a n s m i t st h es p w p mw a v e ，t h ec i r c u i ti sw o r k i n gi n t h er e s o n a n tc o n d i t i o ni nt h et u r n - o na n dt u r n - o f fp r o c e s so ft h ep o w e rs w i t c h e s ， t h e r e f o r em a k e st h ez v st e c h n o l o g yc a nb er e a l i z e di nt h i st y p eo fi n v e r t e r 武汉理工大学硕士学位论文 a c c o r d i n g t o a n a l y z i n gt h ew o r k i n gp r o c e s s o ft h ep h a s e - s h i f tz v s s p w p m c o i e n e r t h ep a r a m e t e r so ft h em a i nc i r c u i ti sd e s i g n e d s u b s e q u e n t l yt h es i m u l a t i o n b yt h es o t h v a r ep s p i c ec e r t i f i e dt h a tz v st e c h n o l o g yi sc o m m e n d a b l yr e a l i z e di n t h ec o n v e r t w h i c hp r o v i d e st h et h e o r yb a s e sf o rf u r t h e rs t u d ya c c o r d i n gt ot h e c o n v e r l 嚣r k e yw o r d s ：h i g l lf r e q u e n c yl i n k , s p w p m ，s o rs w i t c h i n gt e c h n o l o g y , z e r o v o l t a g es w i t c h i n g i i i 武汉理工大学硕士学位论文 第1 章绪论 1 1 现代逆变技术的发展与现状 1 1 1 现代逆变技术的概念 在电力电子学中，通常把交流电变成直流电的过程叫做整流，完成整流功 能的电路叫做整流电路。与之相对应，把将直流电变成交流电的过程叫逆变， 完成逆变功能的电路则称为逆变电路，而实现逆变过程的装置就叫做逆变器。 随着各行各业控制技术的发展和对操作性能要求的提高，许多行业的用电 设备都不是直接使用通用交流电网提供的交流电作为电源，而是通过各种形式 对其进行变换，从而得到各自所需的交流电能形式。它们的幅值、频率、波形 稳定度及变化方式因用电设备的不同而不尽相刚”。由此而产生了- - f l 新的技术 学科一现代逆变技术。 “现代逆变技术”是综合了现代电力电子开关器件的应用、现代功率变换、 模拟和数字电子技术、p w m 技术、频率及相位调制技术、开关电源技术和控制 理论等的- f o 实用设计技术，已被广泛地用于工业和民用领域中的各种功率变 换系统和装置中1 2 】。逆变器的作用就是通过半导体功率开关器件( 如s c r 、g t o 、 g t r 、m o s f e t 、i g b t 和智能i p m 功率模块等) 的开通和关断，把直流电能变 换成交流电能，因此它是一种电能变换装置。 1 1 2 现代逆变技术的发展过程 逆变原理早在2 0 世纪3 0 年代初就被提出过，1 9 4 8 年美国西屋电气公司用 汞弧整流器制成了3 0 0 0 h z 的感应加热逆变器。其发展一般认为分为如下两个阶 段1 3 】： 1 9 5 6 1 9 8 0 年为传统发展阶段，这个阶段的特点是开关器件以低速器件为 主，逆变器的开关频率较低，波形改善多以重叠加法为主，体积和重量都较大， 逆变效率低下，正弦波逆变器开始出现。 1 9 8 0 年至今为高频化新技术阶段，逆变技术发展日趋完善，在器件、电 武汉理工大学硕士学位论文 路及控制技术方面呈现出以下特点： ( 1 ) 集成化。几乎所有全控型器件都由许多单元胞管子并联而成，也即一个 器件是由许多子器件所集成。 ( 2 ) 高频化。从高电压、大电流的g t o 到高频率、多功能的s i t ，其工作 频率已从数千赫兹到数兆赫兹，这标志着电力电子技术已经进入高频化时代。 目前，g t o 的工作频率可达2 k h z g t r 可达5 k h z ，功率m o s f e t 可达数百k h z 。 s i t 则可达1 0 m h z 以上 ( 3 ) 全控化。电力电子器件实现全控化，即自关断，是电力电子器件在功能 上的重大突破。无论是双极型的g t o 、g t r 、s i t h 或单极型的m o s f e t 、s i t 以及复合型的i g b t 、m c t 等，都实现了全控化，从而避免了传统电力电子器 件关断时所需的强迫反相电路。 ( 4 ) 控制技术数字化。全控型器件的高频化促进了电力电子控制电路的数字 化。控制p w m 电路、谐振电路以及高频斩波电路的数字化技术，如今已成为控 制电力电子电路的主要方式。 1 1 3 现代逆变技术的分类 常用逆变器基本形式有以下几种分类方法： ( 1 ) 按照相数分类，可分为单相逆变器、三相逆变器和多相逆变器。 ( 2 ) 按照直流侧电源性质，可分为电压型逆变器和电流型逆变器。 ( 3 ) 按照输出波形，可分为正弦波逆变器和非正弦波逆变器。 ( 4 ) 按照输出能量的去向，可分为有源逆变和无源逆变。 ( 5 ) 按照逆变器主电路的形式，可以分为单端式、推挽式、半桥式和全 桥式逆变。 ( 6 ) 按照控制分类，可分为调频式( p f m ) 逆变和调脉宽式( p w m ) 逆变。 ( 7 ) 按照逆变开关电路的工作方式分类，可分为谐振式逆变、定频硬开 关式逆变和定频软开关式逆变。 根据先进国家的统计资料，超过6 0 9 6 以上的电能是经过电力电子技术处理变 换后才使用的，而逆变技术在这种变换中将起到重要的作用。在将来工业高度 自动化的情况下，计算机技术、自动控制技术以及以正弦波逆变为最重要部分 的电力电子技术将成为最重要的技术。 2 武汉理工大学硕士学位论文 1 2 单相正弦波全桥逆变器的主电路拓扑 正弦波逆变技术中应用较多的是单相和三相正弦波p w m 技术，简写为 s p w m 。单相s p w m 简单易懂，并且三相s p w m 的产生方式与单相s p w m 类 似，因此，本文仅以单相正弦逆变电路为例进行研究 常见的单相正弦逆变电路主要有半桥、全桥、推挽三种结构，其中又以全 桥逆变电路应用最为广泛。 采样控制理论中有一条重要结论【4 l ：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在惯性 环节输入时，其输出效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积，效果基本相同是 指输出响应的波形基本相同。把各输出波形进行傅立叶变换分析，其低频段特 性非常接近，仅在高频段有差异。这个理论是p w m 控制的理论基础。 把一个正弦半波分成n 等份，采用自然采样法或者规则采样法，把每一等 份的正弦曲线与横轴包围的面积用与它面积相等的等幅而不等宽的矩形脉冲代 替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等份的中点重合。根据冲量相等效果相同的 原理，这样的一系列矩形脉冲与正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也 武汉理工大学硕士学位论文 可以用同样的方法得到p w m 波形。像这样脉冲的宽度按照正弦规律变化而和正 弦波等效的p w m 波形，就是s p w m ( s i n u s o i d a lp w m ) 波形。 在逆交器中就是用s p w m 这样一系列的脉冲序列作为驱动开关管开通和关 断的信号，也是逆变器在输出滤波之前得到的电压的波形形式。 1 4 本文研究的主要内容 第2 章介绍一种新型高频链s p w p m 变换器，并用数学证明和m a t l a b 软 件仿真的方式对其高频链的正确性予以验证。 第3 章着重介绍了移相z v t - p w m 软开关技术用于全桥p w md c d c 变换 器的工作原理，并给出桥臂实现z v s 的条件。 第4 章结合第2 章和第3 章的内容提出一种新的逆变控制方法，即移相 z v s s p w p m 。随后分析了移相z v s s p w p m 逆变在正半个正弦波内的一个开关 周期的工作过程，并给出了主电路的参数设计方法。用p s p i c e 软件仿真予以验 证，变压器原、副边的波形仍然是传输s p w p m 电压波形的同时，逆变桥开关 管成功实现了零电压开通和关断。 第5 章是全文的总结及今后工作的展望。 4 武汉理工大学硕士学位论文 第2 章s p w p m 控制策略 本章将重点分析s p w p m 正弦波逆变控制技术，它又是以传统的s p w m 逆 变技术为基础的，因此有必要先s p w m 的两种常用的控制方法一自然采样法 和规则采样法进行简要介绍。 2 1 自然采样法 自然采样法是利用正弦参考波和三角调制波的自然交点来控制功率器件的 通断图2 - 1 是自然采样法的说明图，设三角波幅值为c 叫，正弦波幅值为c i 。， 则正弦波可以表示为 蚱o ) = 【，0 s i n t o t ( 2 - 1 ) 由图中相似三角形性质可求脉宽： r ：一t c 纽墅些+ 丝纽墅唑 2 2 2 2 u o = 警i - + 等汹毗+ 咖) 】 ( 2 - 2 ) 其中m 为调制比，m = ；笋，即正弦参考波和三角调制波的幅值之比。 “。 鼻 且 带 | | v 半 v 。 1 t 图2 - 1 自然采样法 武汉理工大学硕士学位论文 2 2 规则采样法 规则采样法是自然采样法的近似和简化。图2 - 2 是规则采样法的说明图，其 特点是在三角波负峰值时采样，而不是象自然采样法那样在交点处采样。由相 似三角形性质可求脉宽； ，= 一t c u c u + u m s i n w t cx 2 2 2 n = 等( 1 + m s i n u j t c ) ( 2 3 ) 由于脉冲是对称的且0 是确定的，这样计算虽然带来了误差，但使计算量较之 自然采样法大大减少了。 套 _一 一 。 v | | ， f r 2 3 两种波形形式 图2 - 2 规则采样法 我们再来讨论单相s p w m 波产生的两种波形形式： 2 3 1 单极性s p w m 波形 单极性s p w m 波形如图2 3 所示，正弦调制波整流成单极性( 蚱和) 后， 与单极性对称三角载波( 虬) 比较得出脉冲序列后，再用倒相信号倒相，便得 到单极性s p w m 波( u a a ) 。 6 武汉理工大学硕士学位论文 抵褊稀氏簖菽 几广 广 广1 f 倒相信号u f j 图2 - 3 单极性s p w m 波形图 2 3 2 双极性s p w m 波形 双极性s p w m 波形如图2 - 4 所示，直接用正弦调制波( 蚱) 与双极性对称 三角载波( 虬) 比较，即可得到双极性s p w m 波形( “仰) 1 ，一 f 留影耐煞森不徽 hhhh hh 厂r i i uuu t i jj ji jj r 厂 r 厂r 皿 闩一一 j 驵 门门门 厂 厂 r 7 ， 图2 - 8s p w p m 逆变控制信号波形图 在前半个开关周期，q l 管通，q 3 管断，q 4 按照调制的脉冲宽度导通；在 后半个开关周期，q 3 管通，q 1 管断，q 2 按照调制的脉冲宽度导通。q 1 和q 3 所在的桥臂成为方向臂，控制着输出电压极性。而q 4 和q 2 所在的桥臂成为斩 波臂，控制着输出脉冲电压的宽度。甜。即是经过调制处理后的s p w p m 高频脉 冲波形，即高频脉冲变压器传输的波形。v q 5 v q 8 为周波变换器开关管q 5 q 8 的驱动波形，周波变换器的作用就是把图中甜。波形还原成标准正弦波，由 于其开关管的开关交换时刻都是在变压器的电压为零时刻，所以开关管工作在 零电压切换状态，开关损耗很小，。即为解调后的单极性s p w m 波形。总结 起来s p w p m 技术的实现分两步：一是初级调制，二是次级解调。 2 5 2 傅立叶分析 常规的s p w m 逆变器输出电压由傅立叶分析可知主要分量是基波，所以只 能用低频变压器隔离和调整输出电压的幅值。下面对采用上述s p w p m 控制模 式的高频逆变环节的输出电压进行数学推导。 武汉理工大学硕士学位论文 首先建立逆变环节数学模型【i l i ”i ，调制波与载波关系如图2 - 9 所示。 赚影 一 叫 阵， q 盯以只 2 7 r 叫 图2 - 9 调制波与载波关系 设调制波蚱= m o s i n w d ( 为幅度调制比) ，载波 虬= 一一2 q ，+ l o 吖三 7 r丌 - - u $ 一三 u t 1t 7 1 丌霄 ( 2 - 5 ) 一三( 吖一丌) + l ，7 r 吖姿 三( 岬一曲一1 ，姿屿t 2 ，r 式( 2 5 ) 中，q 为开关角频率，q = 冬，即开关角频率为载波角频率的一半。 f ， 岛q f s 巴 = 一，岛w 以 ( 2 6 ) l o ， 其他 式( 2 - 6 ) 中，b 、吃、b 和以为调制波和载波交点处的相位角度。 f 1 ，b w 岛 令e ( f ) = - u a b 一1 i 一1 ， 岛哆，以 (2-7)u a 1 0 ，其他 将咒( r ) 作傅立叶级数展开：s o ( t ) ：要+ 妻( c o s 肌+ s i n n w , r ) 1 2 武汉理工大学硕士学位论文 其中= 昙r 。瓯批r = 鞭螂+ 墨砒a ：! ( 岛一岛+ 岛一日) r = 昙r 。s o ( o c o s m o , t d w j = 妻时咖一+ c 一s , t d w j 】 = 去( 咖鸩一如鸩+ s i n , , o ，一血以) b 。= 毛e s o ( t ) s i n r u o , t d o j , t = 喜咖m 州+ r s i n w , t d w j 】 ：上 s 棚2 一c o s 以+ c o s 蛾一c o s 棚4 ) 舸 若把有鼠、六、职和统代入式( 2 5 ) 中甜，的线段方程，有 - - - - 。0 i + l = s i n w d 7 r 二岛- 1 = s i n 蚶 丌 j 一三 - i r ) + l = 鸭s i n w 三( 以一帕一1 = m o s i n “d q = 三( 1 一叫n w ) 岛5 如州 ( 2 - 8 ) 0 3 = 2 ( 1 一m 。s i n w o t ) + 7 r 日= i 7 1 ( 1 + ，吃s 缸f ) + 丌 将式( 2 - 8 ) 中的b 、如、岛和以表达式代入、和屯得： a o = 0 = 土陋( 等+ 等咖f ) 一s m ( 竿一下9 1 7 r 锄“ ，折zz二z 1 3 武汉理工大学硕士学位论文 + 献等一等s i n w + 舸卜s 坝等+ 等咖w 十，硼 ：上【l 一( 一1 y 】【咧等+ 等咖蚶卜飒等一等如w ) 舸二 = 0 屯= 去曲s ( 等一等如“一c o s ( 等+ 詈咖w ) 】【1 一 竿 在这段时段内，原边电流等于折算到原边的滤波电感电流，即： i p = 篓 在t 2 时刻，原边电流假设下降到厶。 ( 4 ) 模态3 旧，t 3 】 图3 1 7t 2 - t 3 时段简化电路 ( 3 1 2 ) ( 3 1 3 ) 在t 2 时刻，关断q 4 。t 2 - t 3 时段的简化电路如图3 1 7 所示，由于c 4 两端电 压不能突变，q 4 是零电压关断。原边电流f 。由c 2 和c 4 两条路径提供，即f 。用 来抽走c 2 上的电荷，同时又给c 4 充电。那么甜= 4 ，“口的极性由零变负， 变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管d r 2 导通，副边绕组乓：中开始流过 电流。由于整流管d r l 和d r 2 同时导通，将变压器副边绕组短接，这样使得变 压器副边绕组电压实际为零，原边绕组电压为零，材。直接加在谐振电感上。 因此实际上谐振电感和c 2 、c 4 在工作，原边电流i 。和电容c 2 、c 4 电压的关 系有： = l s 国( f 一屯) ( 3 - 1 4 ) 其中 v c ( r ) = 乙1 2s i n 以t f 2 ) ( 3 - 1 5 ) 吃2 ( ，) = 以一z j 。厶s i n a , ( t 一，2 ) z p = 厩 口= 1 瓜 ( 3 1 6 ) 武汉理工大学硕士学位论文 在t 3 时刻，当c 4 的电压上升到，i ) 2 自然导通，结束这一开关模式。开关模 式3 的持续时间为： 岛= 轰 ( 5 ) 模态4 险，t 4 】 图3 1 8t 3 - t 4 时段简化电路 t 3 - t 4 时段的简化电路如图3 1 8 所示，在t 3 时刻d 2 自然导通，将q 2 的电 压钳位在零位，此时q 2 为零电压开通。q 2 和q 4 驱动信号之间的死区时间妇) 应有) k 即： h 。 三如一i 竺l ( 3 1 7 ) 细) i 舻疲 1 ” 虽然此时q 2 己开通，但q 2 不流过电流，原边电流i p 由d 2 流通。原边谐 振电感储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边 绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压“。加在谐振电感两端。 原边电流f 。线性下降： = 心) 一詈( f f 3 ) ( 3 - 1 8 ) 到t 4 时刻，原边电流从，。( 岛) 下降到零，二极管极d 2 和d 3 自然关断，q 2 和q 3 中将流过电流。开关模态4 的时间为： 0 = 厶l ( r 3 ) ， ( 3 - 1 9 ) ( 6 ) 模态5 【t 4 ，t 5 】 武汉理工大学硕士学位论文 图3 1 9t 4 - t 5 时段简化电路 t 4 - t 5 时段的简化电路如图3 1 9 所示，在“时刻，原边电流f 。由正值过零， 并且向负方向增加，此时q 2 和q 3 为原边电流提供通路。但由于原边电流仍不 足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路。因此原边绕组电压仍 然为零，加在谐振电感两端的电压是电源电压叱，原边电流反向线性增加为； 。一蚩( ，一) ( 3 - 2 0 ) 到t 5 时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流也( f ，) ，足值时! 该开关 模态结束。此时整流管d r i 关断，d r 2 流过全部负载电流。开关模态5 的持续 时间为： k ：l r i 了l _ ( t s 一) k ( 3 - 2 1 ) u j ( 7 ) 模态6 i t s ，t 6 图3 2 0t s - t 6 时段简化电路 t s - t 6 时段的简化电路如图3 - 2 0 所示，在此时段，电源给负载供电，原边电 流为： 。一丽u a - k u o ( 3 - 2 2 ) 武汉理工大学硕士学位论文 因为谐振电感厶五2 0 ，所以又可简化为： f ，2 一旦巳半( ，一岛) ( 3 - 2 3 ) 在t 6 时刻，q 3 关断，变换器开始另一个半个周期的工作，工作情况类似上述半 个周期。 3 4 两个桥臂实现z v s 的差异分析 3 4 1 实现z v s 的条件 由以上分析可知，要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量抽走将 要开通的开关管结电容上的电荷，并给同一桥臂关断的开关管的结电容( 或外部 附加电容) 充电。同时，考虑到变压器的原边绕组电容，还需要一部分能量抽走 变压器原边绕组电容上的电荷，即必须满足下式： e c p i + 去c p ? + 鼍c 嗣：= c p ：+ 去c 帮：( 3 - 2 4 ) 二二二 式( 3 - 2 4 ) 中g 为c k 或c k 。 超前桥臂和滞后桥臂实现z v s 情况不同，超前桥臂容易实现z v s ，在超前 桥臂开关过程中，谐振电感l 与输出滤波电感l r 串联，此时用来实现z v s 的是 上，与三，中的能量。一般来说，三，很大，在超前桥臂开关过程中，原边电流近 似不变，类似于一个恒流源，因此很容易满足上式。而滞后桥臂实现z v s 比较 困难。滞后桥臂开关时，变压器副边是短路的，此时变换器分为两部分，一部 分是原边电流减小并逐渐改变方向，流经逆变桥；另一部分是负载电流整流桥 提供续流回路，负载侧与变压器原边没有关系。此时用来实现z v s 的只是谐振 电感l 中的能量，要实现z v s ，必须满足： l r l b c o ；七；c 搿；( 3 - 2 5 ) 3 4 2 实现z v s 的办法 从上面的讨论中可以知道，超前桥臂容易实现z v s ，而滞后桥臂要困难一 些。只要满足条件使滞后桥臂能够实现z v s ，那么超前桥臂就一定能够实现。 3 4 武汉理工大学硕士学位论文 因此p s z v sp w m 变抉器的关键在于滞后桥臂实现条件，要满足它，要么增加 谐振电感，要么增加厶 ( i ) 增加励磁电流 对于一定的谐振电感，必须有一个最d , f j l 2 值l h 来保证谐振电感中 1 的能量去打厶。2 能实现z v s 二 如果增加了励磁电流，使得原边电流在负载电流基础上多了一份电流，因 而增加了它的最大电流值，也使得通态损耗加大。同时，励磁电流的增大，也 增大了变压器损耗。 ( 2 ) 增大谐振电感 如果已知在一定的负载范围内实现z v s ，可以知道一个最小的负载电流， 根据这个电流，得到l 的最小值厶矗，经过计算得出所需最小谐振电感。 3 5 副边占空比丢失问题 在p s - z v s p w m 变换器中副边占空比d 螂小于原边占空比d ，即d 琳 翻衙怂孙勰 hhhh hh 厂n广 uuu ， 广 厂 厂 厂 厂 几厂 r 厂r 图4 2 改动后的s p w p m 控制波形图 3 8 武汉理工大学硕士学位论文 4 3 移相z v s s p w p m 工作过程分析 对s p w p m 控制波形的改动，实际的思想是将s p w p m 控制策略的全桥逆 变的q l q 4 四个开关管分出了超前臂和滞后臂。下面详细分析移相 z v s s p w p m 软开关一个开关周期的工作过程i 静1 0 0 l ，完整的主电路如图4 3 所示， 主要波形如图4 4 所示。分析时假设如下：忽略m o s 管的导通压降及开关时间； 忽略变压器绕组及线路的寄生电阻；d 1 d 4 分别是q 1 q 4 的内部寄生二极管； c 1 c 4 分别是q 1 q 4 的寄生电容或者外接开关管并联电容，c 1 = c 3 = c 乙， c 2 = c a - - - c 0 ；是谐振电感，包括了变压器的漏感；设厶为原边电流，甜。为两 桥臂中点电压，蚝为副边电压；玑为输入端的直流母线电压，为谐振电感和 变压器漏感之和，副边滤波电感上，折算到原边的值是l , k 2 ，且工，酽= ，k 为 原边和副边绕组匝数比；c ，为副边输出滤波电容，需要说明的是c ，应为无极性 电容。 图4 3 移相z v s s p w p m 主电路图 该电路采用的移相控制方案中，每个桥臂的两个开关管成1 8 0 0 互补导通， 两个桥臂的导通角相差一个相位( 移相角) ，移相角随着s p w p m 波的规律而变化， 通过调节移相角的大d , t i p 可调节输入高频链变压器的高频脉冲宽度。q l 和q 3 分别领先q 4 和q 2 一个相位，q l 和q 3 组成的桥臂为超前桥臂，q 4 和q 2 组 成的桥臂为滞后桥臂。 武汉理工大学硕士学位论文 )刁 弋 77 ， t l ， - - |e il l t i 、 棚 f l 图4 - 4 主要波形图 图4 5 至图4 - 1 1 为移相z v s - - s p w p m 逆变器在不同开关状态下的简化电 路。各开关状态的工作情况如下 ( 1 ) 模态o t o 时刻之前1 t o 时刻之前的简化电路如图4 5 所示，q l 和q 4 导通。原、副边电流回路 如图4 - - 5 所示。原边电流从电源正端经q 1 、谐振电感厶、变压器原边绕组以 及q 4 ，最后回到电源负端。副边电流从副边绕组厶的正端流出，经周波变换器 的q 5 开关管、与q 6 开关管反并联的二极管d 6 、输出滤波电感工，、输出滤波 电容c ，以及负载，回到厶，副端 旷匹u ir 蔷 ，l l 广 渔! 曼嗑 图4 5t o 时刻之前简化电路 ( 2 ) 模态l f t o ，t l 】 在t o 时刻，关断q 1 。t o - t l 时段简化电路如图4 - 6 所示，原边电流从 q 1 转移到c 3 和c 1 支路中，给c l 充电的同时，c 3 放电。由于c 1 两端电 压不能突变，故q l 是零电压关断。在此时段谐振电感和副边滤波电感折 武汉理工大学硕士学位论文 算到原边后的电感工，七2 是串联 图4 6i o - t l 时段简化电路 的，f 丽且0 很大，因此司以认为原边电流类似于一个但褫张【1 发议为1 ) 于 是和电容c 3 、c 1 电压的关系有： ji=i口00=lt(4-1) c l 竽+ c 3 竽= ( 睨) 吃l ( f ) 2 瓦1 1 4 。3 ( f ) 川一老7 在t l 时刻，c 3 的电压下降到零， 开关模态l 。该模态的时间为： 铲竿 ( 3 ) 模态2 t l ，1 2 】 q 3 的反并联二极管自然导通，从而结束 图4 7t l - t 2 时段简化电路 ( 4 5 ) 武汉理工大学硕士学位论文 t 1 也时段的简化电路如图4 7 所示，q 3 在d 3 导通后被开通，但q 3