（电力电子与电力传动专业论文）单级功率因数校正技术的研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t w i t ho n l yo n es e to fc o n t r o ls y s t e m ，s i n g l e s t a g ep f cc o n v e r t e rc a nr e a l i z e 。t h e i n p u t c u r r e n t s h a p i n ga n dt h e f a s t r e g u l a t i o no fo u t p u tv o l t a g e i te s p e c i a l l y f i t s l o w - p o w e ro c c a s i o nw e l lb e c a u s eo f t h ea d v a n t a g eo f s i m p l es t r u c t u r ea n dl o w c o s t h o w e v e r , t h ee n e r g y - s t o r a g ec a p a c i t o rv o l t a g ei su n c o n t r o l l a b l e v a r y i n gw i t l lt h e i n p u tv o l t a g ea n dl o a d s oh o w t or e d u c et h e v o l t a g eo f e n e r g y - s t o r a g ec a p a c i t o r i st h e m a i n p r o b l e m o f s i n g l e - s t a g ep f c c o n v e r t e r a tf i r s t ，t h ep r e s e n tr e s e a r c ho fa e t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nt e c h n o l o g yi s i n t r o d u c e d ，a n dt h e nv a r i o u st o p o l o g i e so f s i n g l e s t a g ep f c c o n v e r t e ra r ec o m p a r e d t h eu n i v e r s a lm o d e lo fb o o s t s i n g l e s t a g ep f c c o n v e r t e ri sc o n c l u d e di nt h ee n d b a s e do nt h ea b o v ew o r k ，an e wt o p o l o g yo fs i n g l e s t a g ep f cc o n v e r t e ri s p r e s e n t e di nt h i sp a p e r t h eo p e r a t i o np r i n c i p l eo ft h ec i r c u i ti sa n a l y z e di nd e t a i l s t a r t i n gw i t ht h es t e a d y s t a t ea n a l y s i s ，t h i sp a l e rp r e s e n t st h el a r g e s i g n a lm o d e lo f t h ec i r c u i t ，d e s i g n st h em a i np a r a m e t e r so ft h ec i r c u i t ，d e d u c e st h er e l a t i o nb e t w e e n i n d u c t a n c ea n de n e r g y s t o r a g e c a p a c i t o rv o l t a g e ，a n dp r e s e n t s t h es i m u l a t i o na n d e x p e r i m e n t a t i o nw a v e f o r mo ft h ec i r c u i t t h et h e o r e t i c a la n a l y s i sa n de x p e r i m e n t i n d i c a t et h a tt h ee n e r g y - s t o r a g ec a p a c i t o rv o l t a g ec a l lb ee f f e c t i v e l yr e d u c e di nt h i s c o n v e r t e r o nt h eb a s i so ft h en e w s i n g l e s t a g ep f cc o n v e r t e r , t h ep a p e ra d d sa na d d i t i o n a l t r a n s f o r m e rw i n d i n g ，f o r m i n gt h eb u sv o l t a g ef e e d b a c kt of u r t h e rr e d u c et h ev o l t a g e a c r o s st h ee n e r g y s t o r a g ec a p a c i t o rb u tt or e d u c et h ep o w e rf a c t o r t h er i m so ft h e t r a n s f o r m e ra d d i t i o n a lw i n d i n gs h o u l db ed e t e r m i n e df r o mt h e 廿a d e o f fb e t w e e n l o w e rv o l t a g ea c r o s st h ee n e r g y - s t o r a g ec a p a c i t o ra n dl o w e rt o t a lh a r m o n i cd i s t o r t i o n o f i n p u t c u r r e n t t h ep a p e r p r e s e n t st h et h e o r e t i c a la n a l y s i so f i n p u tc u r r e n td i s t o r t i o n ， d e d u c i n gt h er e l a t i o nb e t w e e ni n d u c t a n c ea n de n e r g y s t o r a g ec a p a c i t o rv o l t a g ea n d d e s i g n i n gt h em a i nc i r c u i ta n dc l o s el o o pp a r a m e t e r s s i m u l a t i o na n de x p e r i m e n t a l r e s u l t s p r o v e t h ev a l i d i t yo f d e s i g n - i i 浙江大学硕士学位论文 f i n a l l y , t h e p a p e r c o n c l u d e s t h e r e s e a r c hf i n d i n g s ，a n d p o i m so u ts o m e f u t u r e r e s e a r c ha r e a s k e y w o r d s ：s i n g l e - s t a g e p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n e n e r g y s t o r a g ec a p a c i t o r v o l t a g ei n p u t c u r r e n td i s t o r t i o n 1 1 1 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 研究背景 近二十年电力电子技术得到了飞速发展，已广泛应用到电力、冶金、化工、 煤炭、通信、家电等领域。电力电子装置多通过整流器与交流电源相接，传统的 整流器是由二极管或晶闸管组成的非线性电路，通过接一个大电容来消除输出电 压的低频纹波，装置的功率因数通常都低于0 6 5 ”，不仅使供电系统的能耗增大、 利用率下降，而且使供电环境受到高次谐波的污染，影响其他设备正常工作。随 着用电设备曰益增多，谐波污染问题引起了越来越广泛的关注。为了降低输入电 流谐波，通常采用两级功率因数校正技术，但该方案增加了电子设备的成本和复 杂度，适合应用在较高的功率场合。在低功率应用中，为了在性能和成本之间找 到一个平衡点，国内外研究人员把研究焦点放在单级功率因数校正技术方面。 电网侧的功率因数定义为有功功率和视在功率的比值2 】： 只暑+ 只 p f = 卫l = ! 生一 ( 1 - 1 ) j5 式中p ，是基波有功功率，s 是视在功率，假定网侧输入电压为理想的正弦波，上 式中谐波有功功率应为零，即： e = 0 则功率因数可表示为相移因数和畸变因数的乘积： p f ：鲁：萼粤：粤c o s 庐：k 。k ( 1 - 2 ) su 。ii j 。 其中u 为输入电压有效值，l 为基波电流有效值，为输入电流有效值，毋为 输入基波电流和输入电压之阃的相移角。 定义畸变因数为： 吃= l , z ( 1 - 3 ) 相移因数为： k = c o s ( 1 - 4 ) 浙江大学硕士学位论文 定义总谐波失真度( 7 ( 也定义为电流总谐波含量) 为： 彻= 罕枷揖水 u ：= ! ；i 1 5 ) 肠和t h d 之间的关系为： 1 屹= 了每 ( 1 - 6 ) 1 + ( 皿，d ) 2 由式( 1 - 6 ) 可知，畸变因数肠与电力谐波含量成反比，电流谐波含量越高，则肠 值越低。 图1 - 1 ( a ) 是最常见的二极管和滤波电容组成的整流电路，图1 - 1 ( b ) 是输入电 压和输入电流波形。可见，在每半个工频周期内，只有在输入电压的峰值时间才 有输入电流，导致电源的输入功率因数很低。该电流中含有大量电流谐波分量， 对电网产生谐波污染，表1 1 为输入电流波形谐波含量的典型值d l 。 i t o ，a 一 _-_ 一 负l 一 l v b 虮 ，h 一 _ c b 一 k 一 l 、 ， 载 ( a )( b ) 图1 - 1 ( a ) 二极管和电容整流滤波电路( b ) 输入交流电压、电流和储能电容电压波形 表1 1 单相整流a c - d c 变换器输入电流谐波含量的典型值 谐波含量 3579l l1 31 51 7 f 纠7 3 23 6 68 15 74 12 9o 80 4 l 基于限制电流波形畸变和谐波，使电磁环境更加干净的宗旨，一些世界性的 学术组织提出了谐波限制标准，如i e c 5 5 5 - 2 、i e e e 5 1 9 、i e c l 0 0 0 3 - 2 等。其中 i e c 5 5 5 - 2 标准自1 9 9 4 年起已在欧盟国家全面实施。因此，使用功率因数校正 浙江大学硕士学位论文 ( p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ，p f c ) 技术把谐波污染控制在相应标准要求的范围之 内已成当务之急。 p f c 技术根据是否采用有源器件可分为无源p f c ( p a s s i v ep f c ) 技术和有源 p f c ( a c t i v ep f c ) 技术。无源p f c 技术采用无源器件，最简单的方法是在图1 - 1 ( a ) 所示电路的整流器和储能电容前串一个滤波电感，以增加整流二极管的导通时 间，降低输入电流的幅值来提高功率因数。然而，无源滤波所需滤波电感和滤波 电容的值较大，因此体积较大，重量重，而且很难得到高的功率因数( 一般可提 高到0 9 左右) ，工作性能与工作频率、负载变化及输入电压变化有关。为进一 步提高功率因数需采用有源p f c 技术。 1 2 有源功率因数校正技术概述 9 0 年代以来，有源p f c 技术得到了长足的进展。有源p f c 技术由于变换器 工作在高频开关状态，具有体积小、重量轻、功率因数高及宽输入电压范围内工 作等优点。从不同的角度看，有源p f c 电路由很多种分类方法。 从电网供电方式可分为单相p f c 电路和三相p f c 电路。 从控制方法来划分，有源p f c 电路可以采用脉宽调制( p w m ) 、频率调制 ( f m ) 、单环电压反馈控制、双环电流模式控制、滑模控制( s l i d i n gm o d e ) 及 其他各种控制方法。 从拓扑结构上来划分，有源p f c 电路可分为两级p f c 和单级p f c 电路。 从输入电流工作方式划分，有源p f c 电路可分为电流连续模式( c o n t i n u o u s c u r r e n tm o d e ，c c m ) 、电流断续方式( d i s c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e ，d c m ) 和 电流临界断续方式( d c mb o u n d a r y m o d e ) 。 下面从电路拓扑结构上对p f c 技术加以分析和对比。 1 2 1 两级功率因数校正技术 两级p f c 技术经过多年大量的研究，相对来说比较成熟，是最常用的方案。 图1 - 2 为两级p f c 方案的方框图。两级方案是由两个相互独立的变换器分别实现 输入电流和输出电压的快速调节。前级p f c 级通常采用b o o s t 、b u c k b o o s t 和 f 1 y b a c k 变换器实现输入的电流整形，其主要思想如下：选择输入电压为一个参 考信号，使得输入电流跟踪参考信号，实现了输入电流的低频分量与输入电压为 一个近似同频同相的波形，以提高功率因数和抑止谐波；同时采用电压反馈，使 浙江大学硕十学位论文 p f c 级d c o c 级 ，亍而 r y 、 士 m ij l 酬半+ 来c e l f f 川 匿母k 錾母一 图1 2 两级有源p f c 变换器方框图 p f c 级输出电压v b 近似为平滑的直流输出电压( 具有一个小的二次谐波) ，v b 变化范围一般为3 8 0 v 4 0 0 v ，输入交流电压可在9 0 v 2 6 5 v 宽范围内变化。后 级d c d c 变换器实现输出电压和输入电压的隔离，并对输出电压进行快速调节。 图1 - 3 是个典型的两级p f c 变换器，前级p f c 级是一个b o o s t 变换器，后 级是一个r c d 箝位的正激变换器。 l 吐占黯! 八 j 。 f1 、亍： 、u 纠 太c 。j r l d p f c ：i j。 。一厂磊丌j 。 图1 3 典型的两级p f c 变换器( b o o s t 变换器+ 正激变换器) 两级p f c 方案具有优良的性能，如输入电流的总谐波失真度( t o t a lh a r m o n i c d i s t o r t i o n ，强国) 一般小于5 ，功率因数可达0 。9 7 o 9 9 或更高；由于v b 近 似恒定，d c d c 变换器可以被优化；但两级p f c 方案因为具有至少两个开关管 和两套控制电路，增加了成本和复杂度。 1 2 2 单级功率因数校正技术 同两级p f c 方案相比，单级p f c 变换器( s i n g l e - s t a g ep o w e rf a c t o r c o r r e c t i o n ，s 2 p f c ) 只有一个开关管和一套控制电路，同时实现输入电流整形 浙江大学硕士学位论文 和输出电压的快速调节。因此单级p f c 变换器具有电路简单、成本低的优点，特 别适合在小功率场合应用。图1 4 为单级p f c 变换器方框图，实际控制电路只对 输出电压进行快速的调节，因此单级p f c 变换器工作在稳定状态时，在电源周 期里占空比基本不变。总的来说，单级p f c 的方案性能( 矾d 和p f ) 比无源 p f c 方案要好，但不如两级p f c 方案。尽管单级p f c 方案的输入功率因数不如 两级p f c 方案好，但其输入电流谐波很小，仍满足c 标准。 c r 图1 - 4 单级p f c 变换器方框图 厂瓦；i f l 一v 0 j i 控制器r 图1 - 5 典型的单级p f c ( s 2 - p f c ) 变换器 图1 5 是一个典型s 2 - p f c 电路，p f c 级和d c d c 级共用一个开关管，在电 源周期里，d c d c 控制器产生一个恒定占空比的开关信号，前级b o o s t 电感工 作在d c m 方式，其输入电流跟随输入电压变化，波形接近正弦波。可见s 2 - p f c 变换器只通过一个开关管和一套控制电路，就可同时实现输入电流整形和输出电 压的快速调节。但该电路存在一个致命的缺点，在高输入电压和轻载时，由于输 入能量和输出能量瞬间不平衡而导致储能电容c 。电压应力过高i 4 1 。 浙江大学硕士学位论文 由于在低功率应用中采用两级方案的成本太高，在竞争日益激烈的环境下， 许多厂商和科研机构都开始关注s 2 - p f c 技术。然而，不同于两级p f c 变换器， 在s 2 - p f c 变换器里，由于控制器只调节输出电压，不调节储能电容上的电压v b ， 所以v 。不再被调节在一个恒定值。因此，s 2 - p f c 变换器的v b 随着输入电压和 负载的变化而变化，从而影响了变换器的性能。为了减小v b 的变化范围，需要 大容值和高耐压的电解电容。但电解电容的价格和尺寸随容量增长，因此，要在 减小开关管和控制器所节约的成本和电容增加的成本之间折中。 1 2 3 有源功率因数校正技术的发展方向 近年来，p f c 技术的研究热点主要集中在以下几个方面： 1 新型拓扑结构的提出。主要是基于已有的或新的原理得到新型拓扑结构。 2 把d c d c 变换器中的新技术( 如软开关技术) 应用于p f c 电路中。 3 新的控制方法( 基于已有拓扑结构的新控制方法) ，以及基于新拓扑的特 殊控制方法的研究。 4 单级p f c 变换器的研究。采用单级结构后，由于p f c 和d c d c 变换部 分存在不可避免的相互关系，因此有必要研究这类变换器的稳定性，以 便设计出达到期望性能的开关电源。 总之，成本低、结构简单、容易实现，并且具有高响应速度、低输出纹波的 单级隔离高功率因数变换器是研究人员追求的最终目标。因此，研究单级p f c 变换器符合p f c 技术的发展方向，具有重要的研究意义。 对于单级p f c 变换器的般要求： 1 t 变换器电路要有较好的处理谐波能力，可以满足各种标准的要求。 2 变换器要有较好的稳定电压输出能力。 3 变换器的电路拓扑应具有降低电压应力、减小电路损耗的能力。 4 为满足低功率场合的应用，电路结构简单和高效率。 1 3 本文主要内容 本文主要内容包括如下： 第一章介绍了p f c 技术的背景，对两级p f c 和单级p f c 技术进行了分析和 对比，指出了单级p f c 技术适合小功率应用，是性能和成本之间的折衷。 第二章介绍了各类单级p f c 变换器拓扑，并对b o o s t 型单级p f c 交换器划 浙江大学硕士学位论文 分为两端模式和三端模式，最后归纳出它们的通用模型。 第三章提出一种新型单级p f c 变换器，电路使用两个储能电容，b o o s t 电感 对其充电时，两个电容串连；储能电容放电时，并联运行。详细分析了电路的工 作原理，推导出大信号模型，设计电路主要参数，并进行了实验仿真。 第四章在第三章电路的基础上，增加一个变压器附加绕组，引入总线电压反 馈，详细分析了电源周期内输入电流的波形，指出变压器附加绕组对变换器性能 的影响，最后进行了实验仿真。 本课题研究的是单级p f c 技术，符合p f c 技术的发展方向，有助于发展电 力电子的p f c 技术。 浙江大学硕+ 学位论文 第二章单级p f c 变换器拓扑分析 2 1 单级p f c 拓扑概述 单级p f c 技术把p f c 级和d c d c 级组合在一起，共用一个功率开关管和 套控制电路，因此具有结构简单、成本低等优点。但控制电路只对输出电压调节， p f c 级不受控制，在一个电源周期内开关信号的占空比几乎不变，在固定占空比 下，要求电感l b 能够自动实现输入电流整形。为此，电感l b 必须工作在d c m 方式，输入电流产生较大的纹波，开关管承受较大的电流应力。因此，单级p f c 变换器只能应用在小功率场合。当变换器工作在固定占空比时，没有电路能够在 c c m 模式具有固有的p f c 功能，但可以在电路中加入无源器件，如电感和电容， 改变p f c 单元的有效占空比，使输入电流基本跟随输入电压变换，从而提高功 率因数。 在文献【5 j 中较早提出单级p f c 的概念，该电路包含一个双输出的d c d c 变 换器，其中一个输出连接负载，另一个输出与变换器输入串连，进行功率因数校 正，但该电路所用元器件数目较多。在文献1 6 中将单级p f c 电路进一步简化，将 b o o s t 型p f c 电路和一个d c d c 变换器级联，共用一个开关管，控制电路采用 p w m 和f m 控制，实现输入电流整形。但该电路工作在宽频率范围，且开关管 承受较大的电压应力，不过该电路是所有b o o s t 型p f c 电路和d c d c 变换器级 联的雏形。随后，一些新的单级p f c 变换器pj 出现，如b i f r e d ( b o o s t n t e g r a t e d w i t hf 1 y b a c k r e c t i f i e r e n e r g ys t o m g e d c d ec o n v e r t e r ) 及b i b r e d ( b o o s ti n t e g r a t e d w i t hb u c k r e c t i f i e r e n e r g ys t o r a g e d c d ec o n v e r t e r ) 变换器，该电路的特点是储能 电容与d c d c 变换器串联，前级b o o s t 型p f c 电路工作在d c m 模式，后级d c d c 变换器工作在c c m 方式，储能电容承受电压应力与负载有关，通过变频控制可 以降低储能电容电压邮】。 1 9 9 4 年，文献【1 0 1 提出一类新的单级p f c 拓扑，该类拓扑将b o o s t 型p f c 电 路和d c d c 变换器结合在一起，储能电容与d c d c 变换器并联，如图2 - 3 ( a ) 所示。在这类变换器中，b o o s t 电感工作在d c m 方式，自动实现输入电流整形， 后级d c d c 变换器在d c m 和c c m 方式都可工作，但工作在c c m 方式时，储 能电容在轻载时承受较大的电压应力。同样，通过变频控制( i a 2 可以降低电容电 浙江大学硕十学位论文 压应力。然而，为了把电容电压降到4 5 0 v 以下，需要开关频率变化范围很大， 如果负载从满载到1 0 满载变化，轻载时开关频率可能是满载时的1 0 倍。因此， 很难对电感和滤波器进行优化设计。降低储能电容电压应力的另一种方法是后级 d c d c 变换器工作在d c m 方式 1 3 , 1 4 ，储能电容电压应力与负载无关。然而，当 d c d c 变换器工作在d c m 方式，电流峰值高，增加了导通和开关损耗，降低了 效率，特别不适合输出电压较低、输出电流较大的应用中。文献【”1 引入总线电压 反馈的概念，通过增加变压器附加绕组，在满足谐波标准( i e c l 0 0 0 3 2 ) 的要 求下，降低储能电容电压应力，如图2 - 3 ( b ) 所示。文献1 6 】对该类变换器工作原理 进行了详细的分析，引入总线电压反馈后，变换器输入电流导通角减小，但电容 电压在整个负载范围内可保持在4 5 0 v 以内。文献1 7 1 中的单级p f c 变换器具有两 个变压器附加绕组，可进一步降低储能电容电压，如图2 3 ( c 】所示。为了降低导 通损耗和减小电流纹波，文献1 1 8 】提出了前级b o o s t 型p f c 电路工作在c c m 模式 的变换器，如图2 - 3 ( d ) 、( e ) 所示。文献【1 9 】引入磁开关的概念，其特点是前级p f c 电路通常包含一个d e d e 变换器隔离变压器的附加绕组，通过附加绕组使支路 开通关断， 此外，还有许多其它形式的拓扑结构。在单级p f c 电路中，由于单个开关 管须同时实现p f c 和输出电压调节功能，因此，其效率和输出特性等性能都逊 色于两级p f c 变换器。针对这一问题，文献( 2 0 1 提出并联式p f c 电路，与两级式 及普通单级式电路相比，这种电路的效率高，输出特性也较好。但缺点是结构复 杂，实现起来成本较高。文献【2 1 】提出了一种新型单级p f c 拓扑，将b o o s t 型p f c 电路和正激变换器结合在一起，使用两个储能电容，在b o o s t 电感对其充电时， 两电容相串连，每个电容承受的电压应力减半。文献 2 2 - 3 5 1 将有源筘位技术应用于 单级p f c 变换器，使主辅开关管在软开关条件下开关，减小开关损耗，功率因数 也得到提高。 2 2 单级p f c 拓扑结构分析 由以上分析可知，单级p f c 拓扑种类很多，它们有各自的特点，但基本都 是在典型单级p f c 基础上，围绕着减小器件的电压应力，降低电路的损耗而进 行改进。可以归类为【3 6 】： 根据p f c 级和d c d c 级的电流工作模式分为；d c mp f c + d c md c d c ； 浙江大学硕士学位论文 d c mp f c + c c md c d c ；c c mp f c + c c md c 1 3 c o 根据控制电路的控制方式分为：p w m 控制和变频控制。 根据p f c 电路的结构分为：b o o s t 型单级p f c 和b u c k - b o o s t 型单级p f c ， 本文主要讨论b o o s t 型单级p f c 。 对于单级b o o s t 型p f c 变换器可分为三端模式和两端模式。 图2 - 1 为b o o s t 型单级p f c 变换器的通用结构。在b o o s t 型单级p f c 变换器 中，整流桥后接电感l b ，在电感l b 的输出端( a 点) 、储能电容c b 的正端( b 点) 和开关管s i 的漏极( c 点) 之间加入二极管、电感、电容、变压器绕组组 成i c s ( i n p u tc u r r e n ts h a p i n g ) 单元，实现p f c 功能。i t s 单元后接正激或反 激等变换器，实现输出电压快速调节。如果在a 、b 、c 三点都插入器件则为三 端模式，如果只在a 、b 或a 、c 之间插入器件则为两端模式。 r r mo 0 l i l a b ll 歹 一1 仉 、l c n ，一 ll【 i c s 单元 s 0 图2 一tb o o s t 型单级p f c 变换器的通用结构 2 2 1 三端模式 三端模式的单级p f c 变换器，其p f c 单元通常由一个b o o s t 电感l b 和一个 高频信号源组成，如图2 - 2 所示。高频信号源通常由无源器件组成，例如：电感、 高频电容、高频二极管及变压器耦合绕组，与后级d c d c 变换器相作用产生一 个开关频率的高频信号。 图2 - 3 是一些单级p f c 三端模式拓扑，图中d c d c 级以反激变换器为例。 图2 - 3 ( a ) 是一个基本的三端拓扑，它是在两级p f c 变换器的基础上，直接把 p f c 级和d c d c 级的开关管合并为一个，加入两个二极管d i 、d 2 以防止电流反 向。当开关管sj 开通时，b o o s t 电感电流流过d 2 和s l ，电感电流上升，电感储 能；当s i 关断时，电感储能通过d i 释放到储能电容c b ，电感电流下降到零。电 浙江大学硕士学位论文 感l b 工作在d c m 模式，后面级联的d c d c 部分可工作在d c m 模式，也可 工作在c c m 模式。在d c mp f c + d c md c d c 时，储能电容的电压v b 不随负 载变化，由输入电压和电路本身的参数决定；在d c mp f c + c c md c d c 时， 储能电容电压v b 受负载影响，在输入高电压、输出轻载时，v b 可达上千伏。 图2 - 2 三端式单级p f c 变换器的拓扑结构 ( a ) d c m 模式 ( b ) 单负反馈绕组d c m 模式 一1 i - 浙江大学硕士学位论文 ( c ) 双负反馈绕组d c m 模式 ( d ) c c m 电流源模式 ( e ) c c m 电压源模式 图2 - 3 单级p f c 变换器的三端模式 如果变换器工作在d c mp f c + d c m d c d c 状态时，储能电容c b 电压可近 似由下式表示【1 3 】： - 1 2 浙江大学硕士学位论文 = 吃压 泣。 其中l p 为反激变压器原边电感，l b 为b o o s t 电感，v j 。为输入交流电压的峰值。 可见，p f c 级和d c d c 级都工作在d c m 模式时，储能电容的电压只由输入交 流电压v 。和l p l b 决定。但l p ，l b 影响了输入电流的失真度，这个比值越小，失 真度越小。 为降低储能电容上的电压，在a c 支路加入一个变压器绕组n ，实现负反馈， 如图2 - 3 c o ) 所示。增加这个绕组并不是为了提高功率因数，而是在输入电流谐波 满足i e c l 0 0 0 3 2c l a s sd 标准的前提下，降低v b ，是性能和成本之间的折中。 当开关管s l 开通时，储能电容c b 上的电压v b 加在变压器原边绕组n p 上，同时 绕组n i 上耦合了一定的电压。根据同名端判断，加在电感l b 上的电压为： 唱= 蟒一n 。, z 日 ( 2 2 ) 其中v 2 0 为整流桥输出电压。可见，当 兀( 其中五为交流电源频率：a = w l 2 万) ，因此， 可假定输入电压在一个开关周期内保持恒定。 电容c s l 、c s 2 值相等，且足够大，其端电压在半个电源周期内保持恒定， 浙江大学硕士学位论文 v c s i = v c r = v c s 。 输出滤波电感l f 足够大，输出电流连续。 在一个开关周期内，电路有4 个工作模式，图3 - 2 为变换器在一个开关周期 内不同工作模式的等效电路图；图3 - 3 为电路的主要波形，包括驱动信号v 。 变压器励磁绕组l m 的电流i m 、电感l b 的电流i l 8 、二极管d 2 的电流i d 2 、开关 管s 1 电流i s l 及漏源电压v d s o ( 1 ) 工作模式1l t o t 1 】 此期间变换器等效电路如图3 - 2 ( a ) 所示。在t o 时刻，开关管s l 闭合，d 1 导 通，输入电压对电感l b 充电，电感电流线性增大。同时d 2 承受反压被阻断。电 容电压v c s 直接加在变压器原边绕组n p 上，储存在电容c s l 、c s 2 的能量通过变 压器传递到负载。流过开关管s i 的电流：岛= 屯。+ 2 + 0 ，其中i p 是变压器原 边绕组n p 的电流，其大小为变压器副边电流折合到原边值的一半，即： p 丝盟墼些苎 ( 3 - 2 ) r n 。2 l ； i m 是变压器的励磁电流，其上升斜率为： 盟：堡 m l m 电感l b 电流上升斜率： ( 3 3 ) 盟：竖 ( 3 - 4 ) 出l b ( 2 ) 工作模式2i t l - - t 2 】 t i 时刻，开关管s l 关断，d 2 导通，b o o s t 电感电流i l b 通过d l 、c s l 、d 2 、 c s 2 、l b 构成回路，因变压器原边绕组对称，励磁电流有两条回路：d ”c s i 、 d 2 、n p n d 2 、c s 2 、d 4 、n v a 流过二极管d 2 的电流：乞：= t 十0 ，等效电路如 图3 - 2 ( b ) f i f i t 示，电容c s l 、c s 2 的充电电流也为：屯+ 0 ，可见储存在电感l b 中 的能量通过二极管d l 、d 2 传递给到电容c s l 、c s 2 ；励磁电感l m 两端承受反向 电压，i m 线性下降，下降斜率为： d i m y c s d l m ( 3 。5 ) 浙江大学硕士学位论文 _ d ， 。i 一一r y l ，一，一二- 一- 1d 1 管 m 奉d ，l ：c 。 褂弼i p 防 毒c s ：车q( d ) 图3 - 2 变换器在不同工作模式下的等效电路 一2 3 - 卜 浙江大学硕士学位论文 v g s v d 。 jli 2 卜 叫 ld ，x f t s 竖、 、当r e 二! 坠 l 口 、厶 r l 峄 t 夕 y y ： 瓦k t 翻 - i 1 m 1 l bk t 参 t r r r r t l 1lbf im t 2t 3t 4 图3 - 3 变换器的主要工作波形 2 4 浙江大学硕士学位论文 变压器副边绕组n s 承受反压，d 5 截至，d 6 导通；电感l b 电流线性下降，其下 降斜率为： 盟：v , 7 - 2 v c s ( 3 6 ) d l l 8 ( 3 ) 工作模式3 【t 2 - - t 3 j t 2 时刻，