（通信与信息系统专业论文）基于三相降压电路的高功率因数整流器设计.pdf

华中科技大学硕士学位论文 摘要 本文讨论了基于三相降压电路的高功率因数整流器设计和实现方法。随着通信 事业和电力电子科学的发展，高频开关整流器已经广泛在全球商用。 开关电源工作时，其采用二极管整流、电容滤波的整流环节会使其输入电流严 重畸变，不仅对电网产生严重的谐波污染而且造成开关电源的功率因数较低。因此， 有源功率因数校正技术近年来得到很大发展，成为电力电子学研究的重要方向之一。 本文所讨论的基于三相降压电路的高功率因数开关整流器设计，就是在这种背 景下进行的。它与普通三相输入开关整流器的区别在于，它用全控型功率丌关管取 代了半控型功率开关管或二极管，以脉冲宽度调制斩波整流取代了相控整流或不控 整流。 本文详细讨论了该开关型整流器的设计思路、工作原理以及硬软件设计。第二 章分析了整个系统，对实现过程中的关键技术问题进行了讨论，并比较各种可行方 案，做出最优选择。第三章讨论了开关整流器功率变换电路的电路结构、参数选择、 存在的问题和相应的解决办法。第四章讨论了开关整流器的三相逻辑脉冲宽度调制 信号的产生方法，重点讨论了其硬件电路的设计和软件实现的方法。第五章在前两 章的基础上构建了整个系统的控制部分，完成了整流器的实际功能。第六章是相关 的实验数据和波形。第七章对于整个系统的研制过程中遇到的问题、实现的程度和 一些仍需解决的问题给出了结论。 本文所讨论的三相通信电源整流器的设计颇具先进性，是比较新颖的技术，实 验证明了其技术的可行性。其样机在用户方的稳定使用也给本文论述的内容强有力 的支持，使其更具有现实意义。 关键词：开关整流器三相降压变换器脉冲宽度调制有源功率因数校正 华中科技大学硕士学位论文 a b s t r a c t i nt h i sp a p e r ，t h ed e s i g na n di m p l e m e n t a t i o nm e t h o do fh i g lp o w e rf a c t o rr e c t i f i e r b a s e do nt h r e ep h a s eb u c kc i r c u i th a db e e nd i s c u s s e d 缪渤t h ed e v e l o p m e n to ft h e c o m m t m i c a f i o na n de l e c t r o n i cp o w e r , h i g hf r e q u e n c ys w i t c hm o d er e c t i f i e rh a sb e e n a p p l i e da l lo v e rt h ew o r l d ， w h e nas w i t c hm o d er e c t i f i e ri so p e r a t i n g ，i n p u tc u r r e n tw i l lb eh e a v i l yd i s t o r t e d b e c a u s eo f t h er e c t i f i e rd i o d e sa n df i l t e r i n gc a p a c i t o r s t h ep o w e rn e t w o r kw i l lb ep o l l u t e d h e a v i l yb yh a r m o n i o u sa n dt h ep o w e rf a c t o rw i l lb el o w t h e r e f o r et h et e c h n o l o g yo f a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nh a sd e v e l o p e dg r e a t l yr e c e n ty e a r s 1 1 1 ea c t i v ep o w e rf a c t o r c o r r e c t i o nb e c o m e so n eo f t h em o s ti m p o r t a n td i r e c t i o n so nt h es e a r c ho f e l e c t r o n i cp o w e r t h es w i t c hm o d er e c t i f i e rd e s i g no f h i g h - e f f i c i e n c yt h i sp a p e rd i s c u s s e di sw o r k e d0 1 1 t h i sb a c k g r o u n d 乃8d i f f e r e n c eo ft h eb u c kr e c t i f i e ra n dt h eo t h e r si st h a tb u c kr e c t i f i e r u s ef u l l c o n t r o l l e dp o w e rs w i t c hp a r ti n s t e a do fh a l f - c o n t r o l l e ds w i t c hp a r to rd i o d ea n d p w m c h o pr e c t i f i e ri n s t e a do f d h a s e - c o n t r o l l e dr e c t i f i e ro rr e c t i f i e rw i t h o u tc o n t r 0 1 t h ed e s i g nt h o u g h t ，o p e r a t i n gp r i n c i p l ea n dh a r d , s o f td e s i g ni sd i s c u s s e di nd e t a i l i n t h i sp a p e nt h es e c o n dc h a p t e ra n a l y z e dt h ew h o l es y s t e ma n dt h ek e yt e c h n o l o g yd u r i n g t h ei m p l e m e n t a t i o n ，a n dt h e nc o m p a r e dt h ea l la p p l i e ds c h e m e ，g e tt h eb e s to p t i o n t h e n l i r dc h a p t e rt a l k e dc i r c u i t , p a r a m e t e rc h o i c e ；p r o b l e me x i s t e di nd e s i g na n dg a v er e l e v a n t s o l u t i o no fs w i t c hm o d er e c t i f i e rp o w e rt r a n s f o r mc i r c u i t t h ef o u r t hc h a p t e rt a l k e dt h e g e n e m f i o nw a yo ft h et h r e ep h a s el o g i cp w ms i g n a lo fs w i t c hm o d er e c t i f i e r e m p h a s i z e d t h ed e s i g no ft h eh a r d w a r ec i r c u i ta n di m p l e m e n t a t i o no ft h es o f t w a r e t h ef i r l ac h a p t e r c o n s t r u c t e dt h ec o n t r o lp a r to f t h ew h o l es y s t e mb a s e do nt h ef o r m e rc h a p t e r s ，f i n i s h e dt h e a p p l i e df u n c t i o no ft h er e c t i f i e r t h es i x t hc h a p t e ri sa b o u tt h ec o r r e l a t i v ed a t ai nl a ba n d w a v e f o r m s t h es e v e n t hc h a p t e rc a i l 2 et oac o n c l u s i o na b o u tt h ep r o b l e m sy o uw i l lm e e ti n t h ew h o l es y s t e mr e s e a r c h , d e g r e eo ft h ei m p l e m e n t a t i o na n ds o m ep r o b l e m st h a ts t i l l n e e dt ob er e s o l v e d n l et h r e ep h a s ec o m m u n i c a t i o np o w e rr e c t i f i e rt h i sp a p e rt a l k e do v e ri sa d v a n c e di n d e s i g na n dn o v e li nt e c h n o l o g y n 尬e x p e r i m e n tp r o v e dt h ef e a s i b i l i t yo ft h i st e c h n o l o g y t h es t a b i l i t yo p e m t i o no ft h em o d e lr e c t i f i e ru s e db yc o n s u m e r ss t r o n g l ys u p p o r t e dt h e c o n t e n to f t h i sp a p e r ；i th a sm o r em e a n i n go f r e a l i s t i cv a l u e k e yw o r d s ：s w i t c hm o d er e c t i f i e r t h r e ep h a s eb u c kc o n v e r t e rp w m a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n 1 1 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或 集体己经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在 文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。 学位论文作者签名：素毋 日期：，疗年厂月艿同 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权 保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。 本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 保密口，在年解密后适用本授权书。 本论文属于 不保密叫 ( 请在以上方框内打“”) 学位论文作者签名：靠毕 日期：o 船r 年厂月彦日 华中科技大学硕士学位论文 1 概述 程控交换、移动通信交换局和基站、卫星通信基站、光纤和微波通信及农村通 信等领域都大量应用各种各样的直流通信电源。随着通信事业的快速发展，开关型 整流器( s w i t c h m o d e r e c t i f i e r - s m r ) 逐渐在通信电源领域占据了主导地位。目前， 通信电源在整流器技术上已经呈现向高效率、高功率因数和模块化发展的趋判”。 目前，随着通信事业的发展，各种通信设备需要更多的功率输入，三相交流输 入的开关整流器因其能够提供较大的功率而被大量使用。但是现在基本没有采用有 源功率因数校正( a c t i v ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n a p f c ) 技术的三相开关整流器提供 到市场上供用户使用，整流装置常使用常规的非线性器件( 如可控硅、二极管) ，整 流器件的导通角小于1 8 0 0 ，从而产生大量谐波电流成份；同时，滤波电容上流动的 是脉动电流，输入电流失真系数y 对供电线路功率因数p f 的影响也很大。一般其功 率因数只能达到o ，5 0 。7 。世界上许多国家指定出相应的技术标准以限制谐波电流含 量，例如i e c 5 5 5 - 2 ，i e c l 0 0 0 3 2 ，e n 6 0 5 5 - 2 等标准，我国于1 9 9 4 年颁布了电能质 量公用电网谐波标准( ( 旧厂r 1 4 5 4 9 9 3 ) ，以及2 0 0 3 年5 月1 日实施的“3 c ”认证 标准对于接入电网的设各的功率因数和总谐波含量提出了很高的要求【2 】 3 1 【4 1 。 如果采用无源滤波技术，虽然谐波电流有所下降，但是所需的滤波电容和滤波 电感的取值较大。因为全部电流都要流经线圈，所以要考虑线圈的发热问题，因此 需采用体积大、重量重的电感线圈【引。这样，就不利于电源小型化和模块化；另外， 整流电压随负载的变化较大，特别是轻负载时电压比较高。因此，无源滤波技术已 经不能满足现在整流技术发展的需要。 近年来有源功率因数校正技术得到很大发展，成为电力电子学研究的重要方向 之一【6 l 【7 】【8 1 。单相功率因数校正技术目前在电路设计和控制方面已日趋成熟，而三相 高功率因数技术的研究已成为研究热点。 本文所讨论的基于三相降压( b u c k ) 电路的高功率因数开关整流器设计，就是 在这种背景下进行的。它是一种利用电力电子技术、计算机控制技术及电子电力系 华中科技大学硕士学位论文 统自动化技术设计实现的，能够工作于高功率因数下的高效率、高可靠性通信电源 整流器。 本设计与普通三相输入开关整流器的区别在于：一方面，它用全控型功率开关 管取代了半控型功率开关管或二极管，以p w m 斩波整流取代了相控整流或不控整 流。另一方面，由于所采用的p w m 整流器工作在开关状态，与一般工作在放大状 态的整流器相比它可很容易地实现大功率应用的要求，因而具有更广阔的应用领域。 与普通三相输入开关整流器相比它有以下的优点： l 、网侧电流为正弦波。 2 、网侧功率因数控制，当然也可以实现单位功率因数控制。 3 、电能可以在交流电网和直流侧双向传输。 4 、动态晌应较快。 随着国民经济的发展，人们对通信质量的要求及设备智能化、管理自动化的要 求越来越高，一方面通信等场合需要越来越大功率容量、高可靠性和高品质的电源 系统，另一方面由于能源的紧缺使得能耗的费用也越来越高，基于节约能源减少开 支和管理自动化的要求，可以预期前述通信等场合将越来越多的采用该设备。 基于通信系统的需要和实际的技术要求，考虑到成本问题，研制出了开关整流 器样机，该样机输入电压范围2 6 0 - - 5 3 0 v a e ，额定输入电流1 3 a r m s 。在交流输入3 8 0 v 、 直流输出5 4 v 、1 0 0 负载时功率因数大于0 9 9 ：在交流输入3 8 0 v 、直流输出5 4 v 、 1 0 0 负载时效率不小于9 0 。输出电压范围4 3 5 9 5 v 连续可调，输出电流限制 1 0 1 3 0 a 连续可调。最大输出功率不小于5 9 4 0 w ，动态响应在2 5 一5 0 一2 5 和 5 0 一7 5 - - 5 0 负载阶跃变化时，超调量小于直流输出电压整定值的5 ，恢复时 间不大于2 0 0ps ；交流输入电压3 2 3 v 一3 8 0 v 一4 7 5 v 阶跃变化时超调量小于直流 输出电压整定值的1 ，恢复时间不大于2 0 0t ts ；输出电话衡重杂音( 低频) 电压 小于2 m v 。本文详细讨论了该开关整流器的设计思路、工作原理以及硬软件设计。 第二章分析了整个系统，对实现过程中的关键技术问题进行了讨论，并比较各种可 行方案，做出最优选择。第三章讨论了开关整流器主变换电路的电路结构、参数选 择、存在的问题和相应的解决办法。第四章讨论了三值逻辑p w m 信号的产生方法， 2 华中科技大学硕士学位论文 重点讨论了其硬件电路的设计和软件实现的方法。第五章在前两章的基础上构建了 整个系统的控制部分，完成了整流器的实际功能。第六章是相关的实验数据和波形。 第七章对于整个系统的研制过程中遇到的问题、实现的程度和一些仍需解决的问题 给出了结论。 华中科技大学硕士学位论文 2 开关整流器系统分析 基于三相降压电路的三相开关整流器能够将三相工频交流变换为直流输出并实 现单位功率因数控制：而且需要满足实际通信系统的高性能、高可靠性需要。考虑 到这些特殊性，本章将着重讨论整流器的整体设计思路，分析整个系统中的一些关 键部分，同时提出实现的可行方案。 2 1 三相p w m 整流器主变换电路研究 三相p w m 整流器根据主电路中开关器件的多少可以分为单开关型和多开关型； 根据输入电源相数可以分为单相p w m 整流电路和三相p w m 整流电路：根据输出要 求可以分为电压源型和电流源型。下面介绍几种常见的三相p w m 整流器的电路结 构并简要分析它们的工作特性，然后针对通信电源的实际需要进行电路结构设计。 2 1 i 三相单开关p w m 整流器 三相单开关p w m 整流器的主电路结构主要包括单开关升压( b o o s t ) 型和单开 关降压( b u c k ) 型。 单开关升压( b o o s t ) 型电路如图2 1 所示，其中输出电压恒定，工作于不连续 导电模式( d i s c o n t i n u o u sc u r r e n t m o d e d c m ) ，这种电路结构简单，在p w m 整流电 路中应用广泛。特点是其输出电压高于输入电压。 单开关b u c k 型( 降压型) 电路如图2 2 所示，与升压型成对偶关系，其输出电 流恒定，输出电压较低，工作于不连续导电模式( d c m ) ，特点是其输出电压低于 输入电压。 4 华中科技大学硕士学位论文 一一 f h zr 2lz - j = 纠匪 s 2 l2l zr 图2 - 1 单开关升压型p w m 整流电路 一一一 ：f 。j1_ 2x 2rjl 、 z【 _= i i 【jzx l 图2 - 2 单开关降压型p w m 整流电路 三相单开关p f c 电路可以看成是单相不连续导电模式( d c m ) a p f c 在三相电 路中的延伸。三相单开关a p f c 电路开关频率远高于电网频率，在一个开关周期内， 输入电压近似不变。在开关导通期间，加在三个电感l 上的电压分别为各相此时的 相电压( 近似不变) ，电感电流线性上升。在这期间各相的电流峰值正比于对应各 相相电压瞬时值。但在开关关断时，加在输入各电感上的电压出输出电压与此时的 相电压瞬时值决定，因而此时电感上的电流平均值与输入电压瞬时值不再满足线性 关系，电流也就产生了畸变。也就是说虽然单开关电路虽然在开关管的数量上少， 成本低，控制系统也相对简单，但是电流谐波较大，不能达到单位功率因数的要求。 华中科技大学硕士学位论文 图2 - 3 两个三相单开关p f c 交错并联电路 通过两个三相单开关p f c 的交错并联( i n t e r l e a v i n g ) 的方法也可以减小输入电流 的t h d 值 9 l 【1 0 l 。相关电路如图2 3 所示。这种并联的思想是让这两个三相单开关p f c 电路尽可能工作在接近d c m 与连续导电模式( c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e c c m ) 临界 的情况下，然后两只开关的驱动信号在相位上相错开1 8 0 。这样对单个三相单丌关 p f c 电路来说是工作在d c m 下，但这两个模块的电流之和有可能是连续的，输入网 侧电流的谐波显著减小。交错并联的好处是；一方面减小了输入电流的t h d 值，另 一方面由于两只开关驱动信号在相位上错开1 8 0 。，使系统的等效开关频率提高1 倍， 这可以使e m i 滤波器的截止频率提高。这两方面都可以减小e m i 滤波器的体积和重 量。电路即便不采用任何电流控制方式，这两个三相单开关a p f c 电路都有较好的 均流效果。但是，由于使用两个三相单开关p f c 电路模块，会使整个系统的成本提 高。另外两个模块内部会相互影响，需要在每个模块输出加一个隔离二极管f 1 。 华中科技大学硕士学位论文 2 2 - 2 三相多开关p w m 整流器 三相多开关p w m 整流器的主电路如图2 4 和图2 。5 所示，每个桥臂上的可关断 开关管都带有反并联二极管，可以实现能量的双向流动。以a 相为例予以说明：当 a 相下桥臂中的开关管导通时，a 相储能电感储能 当其关断时，a 相电感储能通 过上桥臂的二极管向直流侧释放磁能。 图2 - 4 六开关b o o s t 型p w m 整流器 图2 5 是六开关b o o s t 型p w m 整流器，也称为三相桥式可逆p w m 整流器。其 特点是结构简单且宜于实现有源逆变，该电路的优点是输入电流的t h d 小，功率因 数为l ，输出直流电压低，效率高，能实现功率的双向传递，适用于大功率应用。不 足之处是使用开关数目较多，控制复杂，成本高，而且每个桥臂上两只串联开关管 存在直通短路的危险，对功率驱动控制的可靠性要求高。因而是目前应用和研究最 为活跃的一种类型，也是多开关p w m 整流电路中应用最为广泛的一种。p w m 控制 可采用三角波比较法、滞环控制或空间矢量调制法。 图2 - 6 是六开关b u c k 型，也可称为两电平电流型整流器，直流侧电抗器一般要 求很大。由于电流型变换器的特点，交流侧输入l c 滤波器通常是必不可少的，以改 善电流波形和功率因数。这种电路拓朴较适合于空间矢量调制，且有降压作用。其 缺点是直流侧大电感内阻较大，消耗功率较大导致其效率略低于六开关b o o s t 型。 7 华中科技大学硕士学位论文 = 一= 5 = = = = = = = = = ；= = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = 2f2f2f j ，：、a 广一；， ：厂一 仄、b 窭 弋y 一一。 f o 西三。 u ，上 fl 乒一 匕 = lz 图2 5 两电平电流型整流电路 2 2 3 三点式p w m 整流器 在大功率p w m 变流装置中，常采用电路结构如图2 - 6 所示的三点式电路，这种 电路也称为中点钳位型( n e u t r a lp o i n tc l a m p e d ) 路。与两点式p w m 相比，三点式 p w m 调制波的主要优点，一是对于同样的基波与谐波要求而言，开关频率低得多， 从而可以大幅度降低开关损耗；二是每个主开关器件关断时所承受的电压仅为直流 侧电压的一半，因此，这种电路特别适合于高电压大容量的应用场合1 2 】【1 3 】。不过三 点式p w m 可逆整流器的缺点也是显而易见的，一方面其主电路使用功率丌关器件 较多，另一方面，控制也比两点式复杂，尤其是需要解决中点电位平衡问题h 】【1 5 】。 2 2 4 软开关p w m 整流器 在提高开关频率进而减小输入滤波器的同时，为了减小开关损耗及e m i ，可以 通过辅助开关s a 和l r ，c r 组成的谐振支路使主开关管实现零电流关断“创m 1 。主开 关管零电流关断的p w m 整流电路如图2 - 7 n 示, , l l s l o 零电流关断的实现过程是这样的： 在主开关s 导通期间，c r 通过l r ，s ，s a 内部的二极管放电，使c r 电压为上负下正。 在开关关断前一段对间，辅助开关s a 先导通，c r 与l r 谐振，将c r 上充好的电能放 出。谐振电流经过主开关管的方向与原来主开关管电流方向相反，抵消了主开关管 的电流，实现主开关管的零电流关断。 8 华中科技大学硕士学位论文 图2 - 6三电平p w m 整流电路 一 ny zzs 2 s l s c r 、 _ j ( 卒辛。 _-_- 一 l ji 7 i 卜- zzz _ j q s a 图2 7 主开关管零电流关断的p w m 整流电路 2 2 5 开关整流器主电路设计 根据以上的讨论，可以看到针对不同的需要，p w m 整流器的主电路是多种多样 的。它们都有自己的优缺点。 三相单开关p w m 电路的结构简单。控制方便，同时能够继承单相a p f c 成熟 的技术，但是由于电路本身的限制，无法达到高功率因数的需要。通过交错并联 ( i n t e r l e a v i n g ) 的方法也可以减小输入电流的t i - i d 值，但是由于使用两个三相单开关 a p f c 电路模块，会使整个系统的成本提高。另外为了减小两个模块内部相互影响， 9 华中科技大学硕士学位论文 每个模块还要加一个隔离二极管，但是也不能完全消除这种影响。单开关主电路结 构的共同优点在于，控制结构简单，易于实现，且电源可靠性高 1 9 】：缺点在于其应 用场合受到开关器件的影响，开关器件的耐压水平高低和开关频率的高低限制了这 种电路的应用，其主要应用于中小功率的变频器或u p s 电源。 三相多电平p w m 可逆整流器的缺点也是显而易见的，一方面其主电路使用功 率开关器件较多，另一方面，控制也比两点式复杂，尤其是需要解决中点电位平衡 问题。 多开关p w m 整流电路的共同优点在于功率因数高，谐波失真小，可实现能量 的双向流动，调节速度快，应用范围宽，主要应用于中大功率场合。缺点也很突出， 诸如电路结构复杂，控制难度大，而且需要检测和控制的点较多，提高了控制成本； 器件的增多也降低了系统的可靠性。但由于其性能指标要高于单开关结构的p w m 整 流器，且可实现能量的双向流动，是很有发展前途的电路结构。随着功率开关管和 d s p 芯片价格的进一步下降，三相多开关p w m 整流器在成本和控制系统复杂方匝 的劣势将逐渐消失。因此可以推测三相多开关p w m 整流器将会成为中、大功率三 相p w m 整流器设计的主流电路，现实也在证明这一推断。 根据通信电源的需要，在设计中使用降压型三相多开关p w m 整流电路，并对 其傲一定改进，即如图2 8 所示的三相四象限多开关隔离型p w m 整流电路。 r 。 、1 了 jl 图2 - 8 三相四象限多开关隔离型p w m 整流电路 如图2 - 8 所示，三相交流输入经六个四象限开关和次级滤波电感组成的三相隔离 型降压变换器变换成直流。三相降压变换器初级部分的作用是将三相工频交流直接 变换成高频单相交流。高频单相交流经高频变压器和后面的高频整流部分。经滤波 1 0 华中科技大学硕士学位论文 后提供给直流输出。很明显，电路中没有能量储存元件，输出部分的电容只是用来 滤除高频开关纹波。三相四象限开关隔离型p w m 整流器的特点是输入输出隔离， 适用于输入输出需要隔离的场合。 2 2 6 三相四象限多开关隔离型p w m 整流电路存在的问题 在实际的整流器设计时，必须要考虑三相电压不平衡、电压波动和负载电流变 化的影响。它们对整流器的影响主要是使输出纹波和杂音以及输入谐波过高，如果 采用无源阻容电路吸收，这部分能量将变成热损，不但降低整流器的效率，而且可 能因为温升使整流器的运行环境恶化，甚至无法满足环境工作试验要求。另外一个 问题就是整流器的稳压精度和源效应，实际的电力传输线存在线路阻抗，如果整流 器的输入阻抗不能保证在一定的范围内，那么在低交流电压输入的情况下，整流器 可能会因为加在变换器上的电压过低而无法输出额定电压。总之，在这种变换形式 中有以下几个问题需要注意： i 、高频交流交流变换器必须采用交流开关，同时应能够承受较高的电压应力。 2 、初级开关管采用硬开关方式，不能减弱电流谐波到规定的要求，所以需要通 过一个无损吸收电路吸收谐波改善输入低频噪音，同时，还可以改善负载瞬态反应 特性。 3 、因为在初级电路中没有很大的电容进行滤波，所以当输入端出现开关浪涌以 及很高的瞬态电压( 例如雷击) 时，虽然初级的压敏电阻和钳位电路可以进行保护， 但还是有部分能量通过变压器传递到次级，次级的燕流二极管可能承受超过其最大 耐压范围的瞬态电压而损坏；因此，必须对次级的整流二极管进行钳位保护。 4 、次级整流二极管若采用硬开关方式，变压器漏感中储存的能量在整流二极管 反向恢复时会产生很大的瞬态电压尖峰，可能会导致二极管击穿。消除这种瞬态电 压尖峰的方法一般有两种：能量损耗法和能量回收法。单纯采用损耗的方法会降低 功率，采用能量回收就可以很大的减少功耗。 对于提出的这些问题，将在论文的相关部分进行详细的讨论并提出相应的解决 方法。 华中科技大学硕士学位论文 2 2 三值逻辑p w m 波形的产生方式分析 三相开关整流器p w m 波形产生的方法主要包括正弦波p w m ( s i n u s o i d a l p w m - s p w m ) 方式和空间矢量p w m ( s p a c ev e c t o rp w m s v p w m ) 方式。 s p w m 方式的基本原理就是用一个高频三角波调制三相交流正弦波信号以产生 p w m 波形。下面具体讨论s p w m 方式。 2 2 1 三值逻辑s p w m 信号发生技术研究 2 2 1 1 = 、三值逻辑转换 匿 = 圭 三j 1 主 。：。， 量。 图2 - 9 三相c s r 拓扑结构 华中科技大学硕士学位论文 表2 - 1 二、三值逻辑转换及状态 二值逻辑三值逻辑上桥臂状态下桥臂状态三值逻辑 p 。p hp c 函西函 儿阮酢y ：矿lv ： 状态信号 + l + 1 1 0 + 1 1 士 撑l + 1 1 + l+ 1 一lo + + 4 撑2 + 1 一l 一1+ 1o 一1 4 十+ 群3 1 + 1 + 1 1o + 1+ 4 七+ # 4 1 + 1 一l一1 + 1o + 平 拌5 1 一i + 1 o一1 + 1 车+ + 弹6 一l 一1 一l + 撑7 ( 撑o ) o 0 o + + 撑8 ( 挣o ) + 1 + 1 + 1 十4 + 撑9 ( 撑o ) 注：表示开关管导通，表示开关管美断。 1 3 华中科技大学硕士学位论文 l p n l p 6 u uu 丹 眨= 芏 1 7 - | 丌1 l j i l 肿 m u u _ m 什 眨二 ， 呷 f m 几且 u u 肌 蓑删，枷黼，。燃。渊竺俐6 删6 ， 切换 图2 1 0 一个正弦波调制周期中二、三逻辑p w m 波形及三值逻辑状态变量 4 送m仙彻mj删w 摩仙m彻虬衄 摩m m 仙 阻m匮m 肿儿衄 皿 i s 1 西 醌 华中科技大学硕士学位论文 2 2 1 2 三值逻辑p w m 状态切换分析 现在讨论三相c s rs p w m 控制下的一个正弦波调制信号周期中三值逻辑p w m 状态的切换。 对于三相对称正弦波信号，其幅度大小关系每隔6 0 。改变一次，因此在一个正 弦波调制信号周期中，每隔6 0 。其状态模式发生变化。同时，当p w m 开关频率远 比正弦波频率高时，一个p w m 开关周斯中的调制信号幅度可认为近似不变。图2 1 0 分析了一个正弦波信号周期中三值逻辑状态的变化。 从图2 1 0 中可以看出：每6 0 。区域，三值逻辑状态在两个非零状态量与一个零 状态量间来回切换。一个正弦波调制信号周期中，每个非零状态值在1 2 0 。区域相间 出现，零状态值的选择以每次切换时只有一对开关管发生状态变化为原则。 2 2 2 三值逻辑空间矢量p w m 信号发生技术研究 2 2 2 1 三相c s r 电流空间矢量定义 三相对称基波电流可以由一空间同步旋转矢量描述为 ，= 扣c o s m t s ( c o t 一争+ c o s ( o x + 争 协：， 式中，是c s r 交流侧基波电流峰值。 三相c s r 采用三值逻辑p w m 控制，根据表2 1 可以得到不同开关函数( 函，仍，o c ) 组合的电流空间矢量，其构成如图2 - 1 1 所示。 显然，除图2 - 1 1 以外的开关组合均称为零状态组合，由于对应电流矢量的模为 零，故称为零电流矢量。 由于任一功率开关管导逯时流入功率开关管的电流幅值均为池，则由图2 - 1 1 ， 可以很容易得到三相c s r 空间电流矢量的模为 h = 如( k - = - i ，9 ) ( 2 3 ) 华中科技大学硕士学位论文 b c 厶 a ) c b c 图2 - 1 1 三相c s r 空间电流矢量的构成 b a ) o a = 1 ，西= o ，岱= - 1 b ) o a = 0 ，o b = l ，蕊= 一1 c ) o a = 一1 ，西= 1 ，函= 0 d ) 西= - - 1 ，西= o ，o c = i e ) o a = 0 ，0 1 , = - - 1 ，o c = 1f ) o a = 1 ，= 一1 ，啦= 0 因此，三相c s r 空间电流矢量分布如图2 1 2 所示。 ( 1 0 1 ) 一a ) 厶( i - 1 0 ) 图2 1 2 三相c s r 空间电流矢量分布 由图2 - 1 2 和式( 2 3 ) ，三相c s r 空间电流矢量可描述为 五= 击妇“铮c 卧 c ) 1 6 淹。一矿 斟 华中科技大学硕士学位论文 = o ( 肛7 ，8 ，9 )( 2 4 ) 2 2 2 - 2 电流矢量的合成与调制 通过以上分析，获得了三相c s r 空间电流矢量i k 的空间分布。为了使三相c s r 空间电流矢量p w m 控制获得给定的电流波形，必须构造一个指令电流矢量i t 。如 实现三相c s r 正弦波电流控制时，其指令电流矢量为一个以角速度为u + 、模长为 i i 。+ 的空间旋转电流矢量( 其中，u + 为参考电流基波角频率，i i 。+ 为参考电流基波峰 值) 。 三相c s r 空间电流矢量调制就是利用三相c s r 空间电流矢量i k ( k = 1 ，9 ) 进行相应的矢量合成，使合成矢量等于指令电流矢量i 。若指令电流为三相对称正 弦波电流，则对应的指令电流矢量运动轨迹必为圆形轨迹，在一定的开关频率条件 下合成电流矢量的运动轨迹为多边形准圆轨迹。显然，p w m 频率越高，实际电流 也就越逼近指令电压。 如图2 1 3 所示，若设指令电流矢量i + 位于区域i i ，利用此区域的两边界1 1 、1 2 可以合成矢量i + 。根据合成模式及零矢量位置的不同，可分成以下几种合成方式， 如图2 1 3 所示。 l m ( 8 ) 丘 瞧胁嘎陵h 吃憾 a ) r 。) b ) r e ( 。) 图2 - 1 3 电流矢量的合成 a ) 单三角形合成模式b ) 受2 - - 角形合成模式一c ) a - - 角形合成模式二 图2 - 1 3 a 为单三角形合成模式，该模式零矢量一般平均施加于指令矢量的首尾： 图2 - 1 3 b 、c 为双三角形模式，两者对零矢量的施加方式略有不同，其中双三角形模 式一将零矢量均分为三点，且分别旌加于指令电流矢量的首尾及中点上：而双三角 1 7 华中科技大学硕士学位论文 形合成方式二则将零矢量施加于指令电流首位两端。显然，图2 - 1 3 b 所示合成模式的 电流谐波成分最低。但开关频率相对较高，开关损耗也提高；而，图2 - 1 3 c 所示合成 模式的电流谐波成分较高，但开关频率相对较低，开关损耗也较低。 设电流矢量合成过程中 ，最，而各段矢量施加时间分为r l ，乃，死，且p w w 周期为瓦。同时有以下关系式 d l ：t t 一 12 d 2 = ( 2 5 ) 川= = “ 、f j 根据三角形正弦定理可分别求出t t ，t z ，t o 。 丁一弛s i n ( 争力 t 2 = t s b a s i n y 山：幽( 2 6 ) a ) 丁。= 吉( 乃娟而) b ) m 三( 乃- 2 t 1 - 2 功 c ) n = 圭( 乃娟书) 由于三相c s r 的零矢量选取有三种可能。与三值逻辑s p w m 信号发生中零状态 的判断类似，零矢量的确定也应该以一个开关周期中的功率开关管切换次数最b - n 匿刚。 2 2 3s p w m 和s v p w m 信号发生技术的b e 较 以图2 - 1 3 a 的单三角形合成方式为例，计算其电流利用率，很明显有 r l + t 2 兰t s( 2 - 7 ) 将式( 2 6 ) 中乃，乃分别带入上式，得 1 8 华中科技大学硕士学位论文 i us i n ( = f 一y ) + i ms i n y s l( 2 8 ) 将式( 2 - 6 ) 中如带入上式，得 l ，+ i 而l , k ( 2 - 9 ) 若对于任一相角上式要成立，则f ，叫须取上式右边的下限值，且 i ，l 厶( 2 1 0 ) 上式表明，当三相c s r 采用空间电流矢量p w m 控制时，其交流侧电流基波峰 值最大取值为厶，因此该调制方式时的电流利用率为 ，7 。：! 堕1 0 0 s 兰l o o ：1 0 0 ( 2 - 1 1 ) 而三角载波p w m 电流利用率仅为8 6 6 ，可见电流空间矢量p w m 比三角载波 p w m 电流利用率提高了近1 5 5 。同时，空间电流矢量p w m 具有开关损耗低，谐 波分量少，动态响应快等优点。因此，在三相电流型开关整流器的设计中，选择了 空间电流矢量p w m 方式产生三值逻辑信号，并采用双三角形合成方式二合成电流指 令信号。 2 3p w m 整流器电流控制方式分析 控制技术是p w m 整流器发展的关键。要使p w m 整流器工作时达到单位功率因 数，必须对电流进行控制，保证其为正弦且与电压同相或反相。根据有没有引入电 流反馈可以将这些控制方法分为两大类：引入交流电流反馈的称为直接电流控制 ( d c c ) ；没有引入交流电流反馈的称为间接电流控制，间接电流控制也称为相位幅 值控制( p h a s ea n da m p l i t u d ec o n t r 0 1 p a c ) 。下面首先对各种控制方式进行分类讨论， 然后提出三相电流型开关整流器的控制方式。 2 3 。1 间接电流控制 间接电流控制技术实质上是通过p w m 控制，在变换器桥路交流侧生成幅度、 1 9 华中科技大学硕士学位论文 相位受控的正弦p w m 电压。该p w m 电压与电网电动势共同作用于变换器交流侧， 并在交流侧形成正弦基波电流，而谐波电流由交流侧电感滤除。即通过控制p w m 整 流器的交流输入端电压，实现对输入电流的控制。这种控制方法没有引入交流电流 控制信号，而是通过控制输入端电压间接控制输入电流，故称间接电流控制。又因 其直接控制量为电压，所以又称为相位幅值控制。其原理图如图2 1 4 所示。 间接电流控制引入一个电压环，由电压环得到一个与整流电路输出功率相匹配 的输入电流幅值给定。再经过两个乘法器转换成输入电流的有功分量i p 和无功分量 i q ，分别经r 和c o l 环节后转换成电压信号再与电源电压相减后，便得到给定电压调 制信号，最后与三角波比较产生控制用的p w m 信号，控制主电路的工作。这种控 制方式的电路简单，但由于缺少了电流环，响应速度受到一定程度的影响。另外， 用到了电路参数r 及l ，电路参数与给定参数一致性较差，也会影响控制的精度。 2 3 2 直接电流控制 针对间接电流控制动态响应慢、对电路参数敏感等缺点，在控制电路中引入交 流输入电流反馈信号，对输入电流进行直接控制，这称为直接电流控制。由于直接 电流控制采用网侧电流闭环控制，使变换器网侧电流动、静态性能得到了提高，同 时也使网侧电流控制对系统参数不敏感，从而增加了电流控制系统的鲁棒性2 钟。根 据电流跟踪方法的不同，直接电流控制可分为滞环电流控制( h y s t e r e s i sc u r r e n t c o n t r 0 1 h c c ) 、定时瞬时电流比较法控制、三角波电流比较法控制和空间矢量电流 控带l j ( s p a c ev e c t o rc u r r e n tc o n t r 0 1 s v c c ) 等。 2 0 华中科技大学硕士学位论文 2 3 2 i 滞环电流控制 图2 - 1 5 滞环电流比较法控制原理 图2 1 5 所示为滞环电流比较法控制的原理图。以其中a 相进行说明，基本工作 原理是电压调节器输出和电源电压同相位的单位正弦信号相乘得到a 相电流参考信 号i a ，“再与检测到的a 相电流信号知比较，经过滞环产生p w m 调制波，对各开 关器件进行控制，达到控制电流与电压完全同相或反相的目的。 滞环电流比较法控制实现很方便，控制简单，且控制误差可由滞环宽度调节， 若设计合适可达到较高的控制精度，故实际应用较广 2 ”。在使用中，器件开关频率 取决于滞环宽度，导致器件的开关频率较大，造成器件选择较难且滤波器的设计复 杂。 2 3 2 2 定时瞬时电流比较法控制 图2 1 6 所示为定时瞬时电流比较法控制的原理图。定时瞬时电流比较法控制与 滞环电流比较法控制类似，都包括电压、电流反馈且p w m 调