(精品论文)简易发射机电路

毕业设计说明书目录1 引言 142 方案论证 152.1 方案一 152.2 方案二 153 各电路设计和论证 163.1 调幅信号源 163.1.1 方案一 163.1.2 方案二 173.2 振幅调制 193.2.1 方案一 193.2.2 方案二 203.3 功率放大前置级 213.3.1 方案一 213.3.2 方案二 213.4 高频功率放大 213.4.1 方案一 213.4.2 方案二 214 单元电路设计 224.1 调幅信号源 224.2 振幅调制 254.3 高效高频功率放大 294.3.1 前级激励级 294.3.2 高频功率放大级 305. 软硬件的系统测试 336. 附录 347. 参考文献 36简易发射机电路摘要：简易调幅发射机，主要由调幅信号源和高频高效功率放大器组成。采用锁相频率合成技术，将载波频率精确的锁定在15MHz，输出载波的稳定度和准确度达到110-5 ；振幅调制采用集成模拟乘法器MC1496，调制度固定为30，输出幅度调节范围宽；高频功率放大级应用功率合成技术，采用反相推挽功率合成电路，在50负载上输出功率大于60mw。关键词： 锁相 幅度调制 乘法器 功率合成 1、引言调幅发射机主要由高频振荡器、调制器、高频放大器、天线等组成。高频振荡器是产生高频载波。调制器是将放大后的音频信号加在高频电磁波上。高频放大器把调制后的电磁波放大后经天线发射到空中传到各地。它的基本原理是，将要传送的调制信号（这里我们以话音信号为例）从低频率搬移到高频，使它能通过电离层反射进行传输，在远距离接收端我们用适当的解调装置再把原信号不失真的恢复出来，就达到了传输话音低频信号的目的。例如调幅，我们不可能直接传送话音，我们先用一个转换装置将话音信号（也就是人说的话）转换成振幅平缓变化的电压信号，这就是我们要传输的信号，叫做调制信号，然后将调制信号与一个高频率的信号在一个相乘器里相乘，再经过一个加法电路，就会得到一高频率的信号，它的包络（所谓包络就是连接周期信号每个周期内波峰的假想线）随着调制信号幅度的变化而变化，我们把这个高频信号叫做载波，把已经调制好的信号叫调幅波。就是说，我们要传输的话音信号已经包含在了调幅波中，换句话，就是我们把调制信号从低频搬移到了高频，以便利用电离层传播。这样我们通过发射装置将已调信号发射出去，在接收端接收信号。 发射机设计必须考虑以下几个参数谐波输出、寄生输出、宽带噪声、相位噪声，频率和相位的稳定度，信号的最大输出功率以及平均输出功率。由中频信号IF或其谐波与本振混频产生的三阶互调干扰必须专门考虑。其他比如所需射频载波信号的谐波、本振信号LO与与中频信号IF的馈通等多余信号都会将产生干扰。如果发射机将噪声发射出去将会导致接收机的噪声基数提高、信噪比SNR降低，从而将会减少通信所能达到的最大距离。因此功率放大器必须进行相应设计，以保证输出的附加带宽噪声最小化。本设计的课题为简易发射机电路，所要达到的目标并不是很多，及其考虑的因素也不是很专业化，主要目的只是检验所学知识的系统结构与密度，培养学生的创新能力与实践能力。经过细致调研，本设计决定主要采用锁相技术将预先得到的载波信号精确锁定在要求的15MHz。振幅调制主要应用集成模拟乘法器，性能稳定，抗干扰能力强。功率放大部分主要采用传输线变压器的形式，其主要特点就是工作频带宽；并利用反相功率合成技术将功率放大到接近要求的目标值，效率高，非线性失真较小。虽然设计过程很粗略化，但是我觉得学到的东西很多，自己的能力也相应地得到了提高；毕竟由于自己的能力有所限制，设计难免有所纰漏，恳请指正！2 方案论证本次毕业设计课题为简易发射机电路。反射机的方案很简单，大致可以分为两种。2.1 方案一：直接变换法，是将调制和上变频和二为一，通过一个电路来实现。2.2 方案二：两次变换法，将调制和上变频分开，先进行较低的中频上的调制，然后将已调信号上变频搬移到发射的载频上。直接变换法和两次变换法如图1、2所示。图1 直接变换法示意图图2 两次变换法示意图基于任务书的要求和实际的需求，决定采用方案二。器件少，实现简单。整个电路部分的系统框图如图3所示。电路主要由调幅信号源模块、调制模块、高频功率放大模块构成。采用锁相频率合成技术将压控振荡器输出的载波频率进行精确锁定，以达到设计任务要求的稳定度和准确度。准确稳定的载波信号然后和外加的基带信号被送到模拟乘法器中进行调制。集成芯片的应用，可以很方便地实现调制功能，而且可以达到预期的调制系数。对调制器输出的电压进行幅度调整，以满足输出波形不失真的目的。功放级采用广泛运用的功率合成技术和传输线变压器，调谐范围宽，功率和效率都很大，频带宽，可以说优点很多。振荡电路输出功放级供电电源调制器幅值调 整功放激励级高频功率放大 锁相 图3 电路系统框图 3 各电路设计和论证下面详细对本次毕业设计所考虑的方案进行初步的论证和简要的分析。3.1 调幅信号源为了使振荡器输出尽可能的稳定、准确的频率，以达到设计任务书所要求的目标，下面浅谈一下关于频率稳定度和准确度方面的原理，以及本设计所采用的合适方案。（1） 频率准确度的定义频率准确度分为绝对频率准确度，又称频偏。用振荡器的实际工作频率f与标称频率fc 之间的偏差f，即f=ffc来表示。相对频率准确度用f / fc 来表示。（2） 频率稳定度的定义频率稳定度通常定义为在一定时间间隔内，振荡器频率的相对偏差的最大值，用表示。这个数值越小，频率稳定度越高。按照时间间隔长短不同，通常可分为下面三种频率稳定度。长期频率稳定度：一般指一天以上以至几个月的时间间隔内的频率相对变化。这种变化通常是由振荡器中元器件老化而引起的。 短期频率稳定度：一般指一天以内，以小时、分或秒计算的时间间隔内的频率相对变化。产生这种频率不稳的因素有温度、电源电压等。 瞬时频率稳定度：一般指秒或毫秒时间间隔内的频率相对变化。这种频率变化一般都具有随机性质并伴随着有相位的随机变化。引起这类频率不稳定的主要因素是振荡器内部噪声。目前，一般的短波、超短波发射机的相对频率稳定度约在10-410-5量级，一些军用、大型发射机及精密仪器的振荡器的相对频率稳定度可达10-6 量级甚至更高。3.1.1 方案一：采用普通的振荡电路。一采用晶体振荡电路。晶体谐振器是晶体振荡器中最重要的稳频元件，其性能直接决定了振荡器系统的性能好坏。晶体谐振器可以等效为一个谐振电路来表示，如图4所示。虽然晶振产生的频率稳定度和准确度都可以做得很高，但是一般找不到15MHz的晶振。二采用西勒LC振荡电路产生一接近15MHz的正弦波。西勒电路是依克拉泼电路改进的电容反馈振荡器，它与克拉泼电路的主要不同点在于它在回路电感L两端并联了一个可变电容C4，用C4改变振荡频率，电路如图5所示，但是功能不能保证准确和稳定，因此虽然两种振荡电路设计比较简单，但不可取。（a）符号 （b）等效电路图4 石英晶体谐振器图5 西勒电路及等效电路3.1.2 方案二：锁相频率合成。它是利用锁相环路的窄带跟踪特性，在晶振提供的基准频率源作用下，产生一系列离散的频率。锁相就是相位同步的自动控制。完成两个信号相位同步的自动控制系统叫做锁相环路(称锁相环)。锁相环路能使每秒振荡百万次以上的两个信号精确地、自动地相位同步。 图6 锁相环路基本框图一个最基本的锁相环路的方框图如图6所示，它包括三个部件：鉴相器(PD)、低通滤波器(LPF)、电压控制振荡器(VCO)，构成一个闭合的相位反馈控制系统。现将三个基本部件的作用分述如下：鉴相器（PD）是进行相位比较的装置，它把压控振荡器的输出信号Vo(t)与输入信号vi(t)的相位进行比较，产生对应于两信号相位差的误差电压Vd(t)，起到相位差电压变换作用。低通滤波器（LPF）是个线性电路，它的作用是：滤除鉴相器输出电压Vd(t)中的高频分量和噪声，起平滑滤波的作用，以保证系统所要求的性能，增加系统的稳定性。电路通常由电阻、电容或电感等组成，有时也包含运算放大器。电压控制振荡器（VCO）是一个电压频率（或称电压相位）变换电路，其振荡瞬时角频率受控制电压的控制，使输出信号频率向输入信号频率靠拢，两个信号间的相位差减小。锁相环路的具体工作过程如下：相位比较器把输入信号作为标准，将它的频率和相位与从VCO输出端送来的信号进行比较。如果在它的工作范围内检测出任何相位（频率）差，就产生一个误差信号Vd(t)，这个误差信号正比于输入信号和VCO输出信号之间的相位差，通常是以交流分量调制的直流电平。 由低通滤波器滤除误差信号中的交流分量，产生信号Ve(t)去控制VCO，强制VCO朝着减小相位/频率误差的方向改变其频率，使输入基准信号和VCO输出信号之间的任何频率或相位差逐渐减小直至为0，这时我们就称环路已被锁定。对于已经锁定的环路，若输入信号的频率或相位稍有变化，立刻会在两个输入信号的相位差上反映出来，鉴相器的输出也会随着改变并驱动VCO的频率和相位以同样的规律跟着变化。环路的这种状态称为跟踪状态。因此可以说锁相环是一个相位自动控制系统，其锁定状态的取得是靠相位差的作用，锁定状态的维持也仍然依靠相位差的作用。锁相环路基本特性有（1）环路锁定后，没有频率误差。当锁相环路锁定时，压控振荡器的输出频率严格等于输入信号频率，而只有不大的剩余相位误差。（2）频率跟踪特性。锁相环路锁定时，压控振荡器的输出频率能在一定的范围内跟踪输入信号频率变化。（3）窄带滤波特性。锁相环路通过环路滤波器的作用后具有窄带滤波特性。当压控振荡器输出信号的频率锁定在输入信号上时，位于信号频率附近的频率分量，通过鉴相器变成低频信号而平移到零频率附近，这样环路滤波器的低通作用对输入信号而言，就相当于一个高频带通滤波器，只要把环路滤波器的带通做的比较窄，整个环路就具有很窄的带通特性。例如，可以在几十兆赫的频率上，做到几赫的带宽，甚至更小。锁相环路的这些特点，使它在自动频率控制中得到应用，以达到精确的频率控制，而其它的频率控制系统总是存在剩余频差。早期的频率合成方法主要采用混频、倍频和带通滤波器等电路对晶体振荡器产生的频率进行四则运算，产生出一系列离散频率信号。通常称这种方法为直接合成法，其优点是频率转换时间短，缺点是频率数目不能太多且电路复杂、体积大、重量重，成本高。随后利用出现了利用锁相技术的锁相频率合成，也称间接合成法。随着数字技术的发展，又出现了直接数字式频率合成，其特点是将频率合成器与微处理器结合在一起，特别有利于进行程序控制和实时处理。本方案采用单片集成锁相芯片MC145152和压控振荡器进行频率合成。因为存在反馈，所以能得到精度和稳定度较高的频率信号，而且可以得到频率可调，符合题目要求的15MHz的载波信号。由于芯片集成化，体积小、功耗低，频率转换速度快，性能良好，很容易达到要求。所以选用方案二。简单的锁相频率合成器框图如图7示。在基本锁相环路的反馈通道中插入分频器，就可构成锁相频率合成器。由石英晶体振荡器产生一高稳定的标准频率源fs,经参考分频器进行R分频后，得到参考频率fr，即fr=fs/R,它被送到锁相环路中鉴相器的输入端，而锁相环路压控振荡器输出频率为fo,经N分频后，也被送到鉴相器的另一个输入端。当环路锁定时,一定有fr=fo/N，因此压控振荡器的输出信号频率为fo=Nfs/R=Nfr。本方案属于其中的吞脉冲锁相频率合成器，在MC145152前外加双模前置分频器（两种计数模式的固定分频器）。MC145152内含主计数器、辅助计数器和模式控制电路等几部分，可以在不加大频率间隔的条件下显著提高输出频率。当参考频率和输出频率分别采用模M和模N的计数器来分频,率锁定时有f0/N=fr=fr/M，即输出频率f0=（N/M）fr。由于N的值可由程序控制，因此可以通过赋予N以不同的值来控制输出信号的频率。采用了双模分频器MC12017后，分频为P/P+1=64/65，所以输出信号的频率为。晶体振荡器参考分频器压控振荡器环路滤波器鉴相器 分频器图7 简单锁相频率合成器3.2 振幅调制3.2.1 方案一：二极管环形调幅电路。调幅可以在发送设备的低电平级实现，也可以在高电平级（如末级功率放大级）实现。采用二极管环形相乘器（如图8所示）可以很方便地构成低电平调幅电路，相乘器组件中的三个端口，若一个输入低电平调制信号，另一个输入高频载波信号，那么从第三个端口就可以得到双边带调幅信号。考虑到混频组件变压器的低频特性较差，所以调制信号一般都加到两变压器的中心抽头上，即加到I端口，载波信号加到L端口，双边带调幅信号由R端口输出，但是得要求载波信号振幅足够大，以使二极管工作在开关状态。主要缺点是无增益，且各端口之间的隔离度比较低，有更多的边频分量，并随工作频率的提高而下降。 图8 二极管环形相乘器3.2.2 方案二：模拟乘法器调幅电路。采用双差分对集成模拟相乘器MC1496可构成性能优良的调幅电路，功能易于实现，输出频谱比较纯净，而且能比较好地达到调制系数30%的要求，不易受到外界的干扰。所以采用方案二。双差分对模拟相乘器原理电路如图9所示，由三个差分对管组成。电流源I0提供差分对管V5、V6的偏置电流，而V5提供V1、V2差分对管的偏置电流，V6提供V3、V4差分对管的偏置电流。输入信号U1交叉加到V1、V2和V3、V4两个差分对管的输入端，U2加到差分对管V5、V6的输入端，静态，即U1=U2=0时，IC5=IC6=I0/2，IC1=IC2=IC3=IC4=I0/4，I13=IC1+IC3=I0/2，I24=IC2+IC4=I0/2。本方案采用的MC1496，应用广泛，其电路结构与图6基本类似。所不同的是，内部增加多路电流源电路，而且外接一电阻，利用其负反馈作用，以扩大输入电压U2的动态范围。 图9 双差分对模拟相乘器原理电路3.3 功率放大前置激励级3.3.1 方案一：采用分立器件构建，由共射极放大器和射极电压跟随器组成。电压跟随器的显著特点就是，输入阻抗高，而输出阻抗低，易于完成前后级的阻抗匹配问题，而且可以起到隔离作用。3.3.2 方案二：采用高频宽带运放来放大调幅波和激励功放级。由于高频宽带运放成本高，带负载能力不强，而且容易损坏，故采用分立器件搭建电路。3.4、高频功率放大 在高频功率放大器中，当需要的输出功率超过单个电子器件所能输出的功率时，可以利用多个功率放大电路同时对输入信号进行放大 , 然后设法将各个功放的输出信号相加 , 这样得到的总输出功率可以远远大于单个功放电路的输出功率，这就是功率合成技术。3.4.1 方案一：采用反相功率合成电路。反相功率合成器的优点是：输出偶次谐波被衰减，输电阻比单边工作时高，因而引线电感的影响减小。3.4.2 方案二：采用同相功率合成电路。同相功率合成电路中偶次谐波在输出端是相加的，因此输出中有偶次谐波存在。基于对效率与谐波干扰的考虑选用方案一的反相功率合成电路。同相与反相的功率合成关系如图10和表一所示。功率合成信号由A、B两端输入相同功率(等值同相电流)，负载Rc上获得A,B两端输入功率之和。电路对称平衡，即符合Rc=Ra/2=Rb/2=Rd/4条件时，Id=0，且A,B两端相互隔离，即一路损坏时，另一路仍可正常工作。若A、B两端输入相同功率(等值反相电流)时，IC=0，负载Rd上获得A,B两端输入功率之和。图10 功率合成表一 功率合成关系4 单元电路设计4.1 调幅信号源压控振荡器是一个电压-频率变换装置，它的振荡角频率随着输入控制电压的变化而变化。采用分立元件制造，体积小，性能稳定，其电路如图11所示。这种振荡器能用较小的电容量来改变振荡频率，设计压控灵敏度K0=f/v =0.5MHz/V,独自产生15MHz的信号频率，稳定度接近晶振，等效电路如图12所示。图11 压控振荡器电路图12 压控振荡器等效电路压控振荡器独立产生15MHz的载波信号，输出到由MC145152和MC12017构成的电路中，构成锁相频率合成。MC145152是MOTOROLA公司生产的大规模集成电路，它是一块采用半行码输入方式置定、由14根并行输入数据编程的双模CMOSLSI锁相环频率合成器。图13为其内部组成框图。该芯片内含参考频率振荡器、可供用户选择的参考分频器(128ROM参考译码器和12bitR计数器)、双端输出的鉴相器、控制逻辑、1O位可编程的10bitN计数器、6位可编程的6bitA计数器和锁定检测等部分。其中，10bitN计数器、6bitA计数器、模拟控制逻辑和外接双模前置分频器MC12017组成吞脉冲程序分频器，整个过程中输入的脉冲数共有QA（P1）+(N-A)P=PN+A，即吞脉冲程序分频器的总分频比为：D=PN+A。（A的范围063，N的范围01023）。图13 MC145152内部组成框图用吞脉冲程序分频器构成的吞脉冲频率合成器框图如图14所示。由于吞脉冲程序分频器的分频比为PN+A，当环路锁定时，fr=f0,而f0=f0/( PN+A),所以频率合成器的输出信号频率为f0=( PN+A)fr，这表明与简单的频率合成器相比，f0提高了P倍，而频率间隔仍保持为fr，其中，A为个位分频器，又称尾数分频器。图14 吞脉冲频率合成器框图除压控振荡器外，其余部分锁相电路如图15所示。大体上有三部分构成，锁相集成芯片MC145152和双模前置分频器MC12017，以及低通滤波器。由于大多数都采用了集成模拟芯片，所以结构上大大地简化，性能也有大幅度的提高。晶振CR并接在OSCIN和OSCOUT两引脚上，与内部放大电路构成晶体振荡器，产生参考频率fR，并在两引脚的到地间接上频率置定电容C1、C2。参考频率fR（4MHz）经内部参考分频器进行分频，预先2分频得到2MHz的频率，然后R进行再分频。分频比R由图11知道RA0、RA1、RA2都为高电平，参照附录中的表一，可获得R为2048，得到频率fr。压控振荡器输出频率fo（15MHz）经吞脉冲程序分频器分频得到fo=fo/PN+A。P为固定值64，根据fr=fo，利用程序设置N=120，P=0，最后转化为图中的二进制代码。最后fo与fr被送到鉴相器进行相位比较以得到误差电压来控制压控振荡器的频率输出。数字鉴相器作为两信号的相位比较电路，有双端输出（r、V）和单端三态输出模式，其中双端输出信号作为误差电压形成电路的信号源，使误差电压随r、V两信号的相位差大小变化，并对VCO进行控制。为便于判断环路是否锁定，鉴相器输出端还接有锁顶检测电路。当环路锁定时，28端将输出一脉宽极窄的窄脉冲，而失锁时，28端可观察到具有一定脉冲宽度且不时在变化的矩形脉冲。鉴相器双输出端输出的环路误差信号V和r 输入到由OP07构成的一级双端输入的有源低通滤波器。其中R3、R4、C3等构成有源滤波器输入电路的RC低通环节，R5、C6构成有源滤波器的高反馈环节。低通滤波器的作用是滤除鉴相器输出电压中的高频分量和噪声，起平滑滤波的作用，以保证系统所要求的性能。电路输出到压控振荡器，然后与参考频率一起送到MC145152中的鉴相器端。图15 锁相频率合成电路4.2 振幅调制调幅（振幅调制）是用低频调制信号去控制高频载波的振幅，使其振幅按调制信号的规律而变化，调制上一个非线形过程。从频谱结构来看，调幅又是一个对调制信号进行频谱搬移的过程，即把较低的频谱搬到较高频谱。现在来简介振幅调制的基本特点。设调幅电路输出高频载波信号为 （4.2.1）基带信号为一单频低频信号 其中：载波角频率，载波频率，。 （4.2.2）将输入调幅电路以改变式（4.2.1）所示高频信号的振幅，则可得到已调波信号的为 （4.2.3）式中，称为调幅系数，它说明载波振幅受基带信号控制的程度。为由调制电路决定的常数。将式（4.2.3）用三角函数关系展开，则得 （4.2.4）由式（4.2.4）可知，被单频低频信号调幅后的高频已调信号由振幅为、角频率为的载波和两个振幅相同、角频率分别为和的高频波组成。频谱如图16。图16 频谱图MC1496是双平衡四象限模拟乘法器。其内部电路和引脚如图17所示。其中VT1、VT2与VT3、VT4组成双差分放大器，VT5、VT6组成的单差分放大器用以激励VT1VT4。VT7、VT8及其偏置电路组成差分放大器VT5、VT6的恒流源。引脚8与10接输入电压UX，1与4接另一输入电压UY，输出电压UO从引脚6与12输出。引脚2与3 外接电阻RE，对差分放大器VT5、VT6产生串联电流负反馈，以扩展输入电压Uy的线性动态范围。引脚14为负电源端（双电源供电时）或接地端（单电源供电使），引脚5外接电阻R5 ，用来调节偏置电流I5及镜像电流I0的值。图17 MC1496内部电路和引脚图下面简单介绍一下MC1496的基本工作原理。设输入信号， ，则MC1496乘法器的输出U0与反馈电阻RE 及输入信号、的幅值有关。 不接负反馈电阻（脚2和3短接）、和皆为小信号时，由于三对差分放大器（VT1，VT2，VT3，VT4及VT5，VT6）均工作在线性放大状态，则输出电压U0可近似表示为 （4.2.5）式中，乘法器的乘积系数，与器件外接元件参数有关，即 （4.2.6）式中， 温度的电压当量，当T=300K时， 输出负载电阻。式（4.2.5）表明，输入均为小信号时，MC1496可近似为一理想乘法器。输出信号中只包含两个输入信号的和频与差频分量。、为小信号，为大信号（大于100mV）时，由于双差分放大器（VT1、VT2和VT3、VT4）处于开关工作状态，其电流波形将是对称的方波，乘法器的输出电压可近似表示为 （n为奇数） （4.2.7）输出信号中包含、等频率分量。 接入负反馈电阻由于的接入，扩展了的线性动态范围，所以器件的工作状态主要由决定，分析表明：、当为小信号时，输出电压可表示为 （4.2.8）式中： （4.2.9）式（3-4）表明，接入负反馈电阻后，为小信号时，MC1496近似为一理想的乘法器，输出信号中只包含两个输入信号的和频与差频。、当为大信号时，输出电压可近似表示为 (4.2.10)上式表明，为大信号时，输出电压与输入信号无关。MC1496构成的振幅调制器电路如图18所示。其中载波信号经高频耦合电容C1从10脚输入，C3为高频旁路电容，使8脚接地。调制信号经低频耦合电容C2，从1脚输入。调幅信号从12脚单端输出。R12可以调节ma的值，也可以是电路对称，减小载波信号输出。器件采用双电源供电方式，所以5脚的偏置电阻R5接地。图18 振幅调制器电路此外，为了使输出幅值达到1.00.1V，所以后接一电压跟随（输入高阻抗，输出低阻抗，在电路中起到阻抗匹配的作用，从信号源索取的电流小而且带负载能力强）和射极放大器用作调节，如图19所示。图19 幅值调整电路4.3 高效高频功率放大级该部分采用功率合成技术，应用了传输线变压器组成的反相功率合成电路。由于高频功率放大级的输入等效阻抗电阻小，故前级需要接激励级，以免信号源输出的信号被拉得过低。4.3.1 前级激励级需要较高的放大倍数以及较低的输出电阻，故而采用谐振放大电路和电压跟随器级联。为了方便可调，用一个可调中周来调节其谐振频率，具体的电路如图20所示。该电路输入阻抗较低，输出阻抗较高，为使前后级阻抗匹配，输入与输出端用中周实行阻抗变换以降低功率的衰减。图20 前级激励级电路4.3.2 高频功率放大级 该部分最重要的为传输线变压器的应用，这种变压器是用传输线绕在高磁导串的铁芯磁环上构成，特点是具有很宽的通频带。传输线变压器的工作原理是传输线原理与变压器原理的结合，那么它的工作也可分为两种方式：一种是按照传输线方式来工作，即在它两个线圈中通过大小相等、方向相反的电流，磁芯中的磁场正好互相抵消。因此，磁芯没有功率损耗，磁芯对传轴线的工作没有什么影响，这种工作方式称为传输线模式。另一种是按照变压器方式工作。此时线圈中有激磁电流，并在磁芯中产生公共磁场，有铁芯功率损耗，这种工作方式称为变压器模式。传输线变压器通常同时存在着这两种模式或者说传输线变压器正是利用这两种模式来适应不同的功用的。普通变压器绕组间的分布电容是限制它工作带宽的主要因素，而在传输线变压器中，绕组间的分布电容则成为传输线特性阻抗的一个组成部分。因而这种变压器可以在很宽的频带(可达几百MHz)范围内获得良好的响应。这种变压器极适合于作为高频宽带耦合网络之用。在高频率时，传输线模式起主要作用，此时初级次级之间的能量传输主要依靠线圈之间分布电容的耦合作用；在低频率时，变压器模式起主要作用，初级次级之间的能量传输主要依靠线圈的磁耦合作用。为了扩展低频响应范围，应该加大初级线圈的电感量，但同时线圈总长度又不能过大，因此采用高频磁芯来解决圈数少，而初级线圈电感量又足够大的问题。在高频功率放大器中，当需要的输出功率超过单个电子器件所能输出的功率时，可以将几个电子元件的输出功率叠加起来以获得足够大的输出功率。这就是功率合成技术。单从增加输出功率这一点来看，并联与推挽电路也可认为是功率合成电路。但是这两种电路都有不可克服的共同缺点：当一管损坏失效时，会使其它管子的工作状态产生剧烈变化，甚至导致这些管子的损坏。因此，并联和推挽电路不是理想的功率合成电路。一个理想的功率合成电路应该满足N个同类型的放大器，它们的输出振幅相等，每个放大器供给匹配负载以额定功率P，则N个放大器输至负载的总功率为NP，这叫做功率相加条件。合成器的各单元放大电路彼此隔离，也就是说，任何一个放大单元发生故障时，不影响其它放大单元的工作，这些没有发生故障的放大器照旧向电路输出自己的额定输出功率P，这叫做相互无关条件。晶体管放大器功率合成所用的混合网络主要是传输线变压器，最常用的为1：4的阻抗变换传输线变压器（如图21）。由此种传输线变压器组成的功率合成电路能较好的解决高效率、大功率与宽频带等问题。图21 1：4传输线变压器假定传输线为理想无耗，它把负载阻抗降到1/4以便和信号源匹配。传输线变压器的输入阻抗为：传输线的特性阻抗为：传输线变压器除此功能外，还具有平衡不平衡变换（如图22）等功能。（a）平衡-不平衡转换 （b）不平衡-平衡转换图22 平衡不平衡变换电路图(a)为将平衡输入转换为不平衡输出的电路；而图(b)为将不平衡输入转换为平衡输出的电路，在此两种情况下，两个绕组上的电压均为(V/2)。采用魔T网络（即用4:1或1:1传输线变压器构成混合的网络，如图23）为功率合成电路中的级间耦合和输出匹配网络的技术称为宽带高频功率合成技术。理想的魔T网络有四个端口：A、B、C、D。 若Tr的特性阻抗为R ，则有RA=RB=R ，RC=R/2，RD=2R 。其中C端称为“和”端，D端称为平衡端或“差”端。 图23 魔T混合网络反相功率合成电路如图24所示。输入信号经Q1和Q2两级放大为大小相等、方向相反的电压。Tr1为1：4传输线变压器，Tr2为平衡-不平衡转换电路。功率在D端合成，负载RL上获得两功率源合成功率，而C端无输出。由于传输线变压器的作用，A端和B端之间互相隔离，当一个功率源发生故障将不会影响到另一功率源的输出功率。若一个功率源损坏时，另一功率源的输出功率将平均